CONVERTIDOR TEMPERATURA-A-DIGITAL DE ALTA PRECISIÓN CON BAJO CONSUMO DE POTENCIA.

Convertidor temperatura-a-digital de alta precisión con bajo consumo de potencia.

Se proporciona un convertidor de temperatura-a-digital de alta precisión con bajo consumo de potencia. La potencia es obtenida a partir de ondas inalámbricas. También se proporciona un método de medición de la temperatura asociado al convertidor. El convertidor comprende un termistor RTH (1510) cuya resistencia depende de la temperatura; un resistor RP (1530); un resistor RS (1520); un condensador de integración CINT (1540), invariables con la temperatura; un circuito de lectura y conversión (1300) que mide la resistencia del termistor y convierte dicho valor representativo de la temperatura, en un código digital para su posterior procesado. El método comprende cuatro pasos tal que la resistencia del termistor RTH es proporcional a un término dependiente de la temperatura NTEMP.

CONVERTIDOR TEMPERATURA-A-DIGITAL DE ALTA PRECISIÓN CON BAJO CONSUMO DE POTENCIA Objeto de la invención

La presente invención divulga un convertidor temperatura-a-digital de alta precisión con bajo consumo de potencia de tal forma que el convertidor mide una temperatura mediante la cuantificación de parámetros físicos y convierte la medida realizada en un valor digital que refleja el valor de la temperatura medida.

La invención se enmarca dentro del sector de las tecnologías físicas y más, en concreto, en el ámbito de las tecnologías de la información y las comunicaciones en aplicaciones de bajo consumo y alta precisión. Una particular aplicación de la presente invención se encuentra en entornos clínicos.

La presente invención resuelve el problema técnico asociado con dispositivos de medición de temperatura que, debido a la propia naturaleza de los dispositivos de medición, precisan consumos bajos de potencia en su funcionamiento. Un ejemplo de estos tipos de dispositivos de bajo consumo, son los asociados con identificadores por radiofrecuencia RFID (de sus siglas en inglés Radio Frequency IDentification). Los dispositivos de tipo RFID utilizan las ondas receptoras de radiofrecuencia como fuente de alimentación en lugar de baterías.

Antecedentes de la invención

Uno de los sectores de la técnica de especial relevancia de la presente invención, aunque no el único, es la aplicación en entornos clínicos. Dentro de los entornos clínicos, la temperatura corporal es un indicativo esencial del estado de salud de un individuo, por lo que la utilización de aparatos para su medición está no sólo extendida en recintos hospitalarios, sino también en entornos domésticos. Con vistas a reducir el grado de incomodidad derivados del uso de estos aparatos, las últimas propuestas para la momtorización de la temperatura corporal tienden al uso de tecnologías inalámbricas. En estos sistemas, un sensor convenientemente aislado frente a condiciones ambientales y en contacto directo con el Individuo bajo momtorización mide la temperatura y transfiere el resultado de la medición a un instrumento lector localizado dentro de la cobertura de las comunicaciones a radio frecuencia. De este modo, la lectura de la medición se realiza a distancia sin reducir los niveles de movilidad o confort del individuo.

Con vistas a alargar el tiempo de vida útil del dispositivo sensor y favorecer su reutllización, es necesario el uso de técnicas de bajo consumo de potencia que además proporcionen una rápida lectura de la temperatura, sin perjuicio de la precisión necesaria en aplicaciones clínicas (aproximadamente ±0.1 °C en un rango de 30-45°C). Estos requisitos son incluso más importantes en sistemas Inalámbricos en los que los recursos energéticos no proceden de baterías sino que se generan a partir del procesamiento de variables del entorno, como ocurre en tecnologías RFID (Radio Frequency IDentification) pasivas. En este caso, resulta además prioritario que las mediciones del sensor sean esencialmente inmunes a la Influencia de los cambios en la tensión de alimentación.

Además, con el objetivo de reducir los costes de producción, resulta conveniente que el dispositivo no requiera ningún tipo de calibrado durante el proceso de fabricación ni ningún ajuste de componentes previo a cada

medida. Ello obliga al empleo de estrategias de diseño que atenúen y/o cancelen los errores propios de la circuitería de adquisición y procesado de datos, de modo que la medición de temperatura de cuenta exclusivamente de la respuesta del sensor y no esté contaminada por las imperfecciones del circuito de lectura. En tal caso, la precisión y resolución de la medición vendrá dada directamente por la tolerancia del dispositivo sensor.

Por último, es importante que el aparato para la medición de temperatura corporal tenga bajo factor de forma que se pueda adosar fácilmente al cuerpo, sin que haya necesidad de retirar el dispositivo tras cada medida. Esto no sólo redunda en una mayor facilidad de uso y comodidad para el paciente, sino que, permite medidas rápidas y precisas sin necesidad de derivar valores predictivos (mayor incertidumbre en la medida y mayor consumo de potencia por la circuitería extra). Esto es así, porque el dispositivo sensor está en todo momento en contacto con el cuerpo y, por tanto, en régimen estacionario, por lo que no hace falta aplicar rutinas de extrapolación.

A lo largo de los años, se han propuesto numerosos métodos y aparatos para medir la temperatura corporal, desde el tradicional termómetro de mercurio hasta los más recientes dispositivos basados en tecnología de infrarrojos. Son, sin embargo, los convertidores temperatura-a-digital basados en termistores intercambiables, los que mejor se ajustan al paradigma de bajo coste e inocuidad en el uso. Estos convertidores se basan en última instancia en la cuantificación y digitalización de la diferencia entre las resistencias de un termistor y un resistor insensible a las variaciones con la temperatura. En unos casos dicha diferencia se transforma en un incremento de potencial que posteriormente se convierte a formato binario mediante un convertidor analógico-digital. Este tipo de convertidores se encuentran divulgados en el estado de la técnica en la Patente US-B2-7497615 Digital temperature sensor, and system and method for measuring temperature, en la Patente US-A-4130019 Se/f- compensating thermocouple reading Circuit" o en la Patente US-A-4114442. Temperature monitoring system. El procedimiento es similar al que se emplea en sensores semiconductores inteligentes en los que se compara una tensión PTAT (del inglés Proportional to Absolute Temperature) con la salida, aproximadamente independiente de la temperatura, de un generador de tensiones de referencia. El procedimiento está descrito en la solicitud de Patente US-A1-2012/0106589 Body temperature measuring system, data reading device, and driving control method thereof o en la Patente US-A-4448549 Temperature sensing device. El problema de estas configuraciones es que las variaciones de tensión inducidas por los cambios de temperatura son pequeñas lo que exige convertidores de datos de altas prestaciones, usualmente con mecanismos de corrección de no- idealidades y calibrado, que aumentan el consumo del convertidor temperatura-a-digital. Alternativamente, los incrementos entre las resistencias del termistor y la referencia se miden en tiempo en lugar de en tensión, de forma que la variable representativa de la temperatura se expresa en función de frecuencias de oscilación o duraciones de pulsos eléctricos. Esta solución requiere el uso de osciladores controlados, como por ejemplo por anillos de inversores (ver estado de la técnica: Patente US-B2-6695475 Temperature sensing Circuit and method o Patente US-A-4602871 Thermistor thermometer"), osciladores de relajación (ver estado de la técnica: Patente US-A-5317520 Computerized remóte resistance measurement system with fault detection o Patente US-A-4480312 Temperature sensor/controller system') u osciladores RC (ver estado de la técnica: Patente US- B2-8025438 Electronic clinical thermometer, method of controlling the same, and control program o la Patente US-B2-7778791 Electronic clinical thermometer, method of controlling the same, and control program). La digitalización de la medida de temperatura, basada en recuentos digitales a partir de un reloj estable con la temperatura, es mucho más simple y eficiente que en los sistemas basados en la monitorización de diferencias de potencial. Sin embargo, la circuitería del propio oscilador es sensible y no-lineal frente a variaciones con la temperatura, por lo que es generalmente necesario proporcionar mecanismos de ajuste externos para lograr

unos requisitos mínimos de precisión. Una tercera opción para la cuantificación de incrementos de temperatura trata de sumar las ventajas de las anteriores configuraciones, por un lado la simplicidad de la circuitería de lectura de los mecanismos basados en tensión y, por otro, la facilidad de digitalización en el caso de soluciones basadas en tiempo. La idea consiste en generar señales dinámicas que evolucionen de forma proporcional al valor de la resistencia del termistor o de la referencia, de forma que la conversión de datos también se realice mediante recuentos digitales (ver estado de la técnica: solicitud de Patente US-A1-2011/0098966 Electronic clinical thermometer and operation control method o la Patente n° US-A-4270119 Dual slope system A-D converter). Desafortunadamente, las soluciones propuestas son muy sensibles a las variaciones de la tensión de alimentación del circuito de lectura y no cancelan completamente las no-idealidades del mismo por lo que la precisión alcanzada es limitada.

Por...

1.- Convertidor de temperatura-a-digital (1000) de alta precisión con bajo consumo de potencia que comprende:

un termistor RTH (1510) cuya resistencia depende de la temperatura;

un conjunto de elementos discretos invariables con la temperatura que comprende:

o un resistor RP (1530);

o un resistor RS (1520);

o un condensador de integración CINT (1540); caracterizado porque adicionalmente comprende:

un núcleo de señal-mixta que comprende:

o un amplificador operacional; o un comparador; o un conjunto de llaves (1310-1360);

o un conjunto de entradas:

tres entradas de voltaje: voltaje en modo común VCM, voltaje de referencia positivo VREFP y voltaje de referencia negativo VREFN;

una primera señal de reloj STROBE;

dos señales de control SRTH, SRB;

o dos inversores conectados a las dos señales de control, SRTH y SRB, para obtener su respectivas señales negadas, NSRTH y NSRB; o una señal de salida COMP;

o cinco nudos de salida, TRTH TRS VN TRP VO, tal que: entre el primer nudo TRTH y el segundo nudo TRS se conecta en serie el termistor RTH; entre el segundo nudo TRS y el tercer nudo (VN) se conecta en serle el resistor RS; entre el tercer nudo VN y el cuarto nudo TRP se conecta en serle el resistor RP; y, entre el tercer nudo VN y el quinto nudo VO se conecta en señe el condensador de Integración CINT (1540); tal que la entrada no-inversora del amplificador operacional y la entrada negativa del comparador están conectadas al voltaje en modo común VCM; la entrada Inversora del amplificador operacional IN está conectada al tercer nudo VN; y, la salida del amplificador operacional VO está conectada a la entrada positiva del comparador;

un bloque de control digital (1400) que comprende:

o un registro digital; o un conjunto de entradas:

una segunda señal de reloj CLKTSYS;

la señal de salida COMP del núcleo de señal-mixta;

una señal de reinicio RESET; o un conjunto de salidas:

las señales de control SRTH y SRB;

una señal de datos disponibles TRDY;

una señal de representación de la medida de la temperatura NTEMP<LNT-1:0>;

de tal forma que el control digital, mediante las señales de control, SRTH y SRB, conectadas al conjunto de llaves (1310-1360), permite que la salida del amplificador VO crezca linealmente con el tiempo durante un número predeterminado N1 de ciclos de reloj hasta que el estado de las señales de control cambia con lo que la salida del amplificador VO decrece linealmente con el tiempo hasta que el comparador detecta que el signo

VO-VCM es negativo; el tiempo transcurrido desde el cambio en las señales de control hasta que el comparador detecta que el signo VO-VCM es negativo, es medido en el bloque de control digital (1400) como un número de ciclos completos de reloj CLKTSYS identificativos de la resistencia del termistor RTH (1510).

2.- Convertidor de temperatura-a-digital de alta precisión con bajo consumo de potencia según la reivindicación

1, caracterizado porque comprende:

un generador de tensiones de referencia (1100) que genera: el voltaje en modo común VCM, el voltaje de referencia positivo VREFP y el voltaje de referencia negativo VREFN;

un generador de fases de reloj (1200) que genera la primera señal de reloj STROBE y la segunda señal de reloj CLKTSYS a partir de una señal de reloj CLKTS.

3.- Convertidor de temperatura-a-digital de alta precisión con bajo consumo de potencia según la reivindicación

2, caracterizado porque el generador de tensiones de referencia (1100) comprende:

un generador de tensión (1110) que proporciona un voltaje estable VBG, insensible con la temperatura y conectado con un raíl de alimentación negativa VSSA y un raíl de alimentación positiva VDDA;

un divisor resistivo (1120) que a su vez comprende tres resistencias insensibles con la temperatura

(1121,1122,1123);

tres seguidores de tensión (1130,1140,1150) que obtienen la tensión de referencia positiva VREFP, la tensión en modo común VCM y la tensión de referencia negativa VREFN a partir de las tensiones en los nudos intermedios de la escalera de resistencias VTP, VTM y VTN, respectivamente; y una red capacitiva (1160) formada por los condensadores (1161,1162,1163) conectados, respectivamente, entre las salidas de los tres seguidores de tensión (1130, 1140, 1150) y el raíl de alimentación negativa VSSA.

4.- Convertidor de temperatura-a-digital de alta precisión con bajo consumo de potencia según la reivindicación 2, caracterizado por que el generador de fases de reloj (1200) comprende:

unas cadenas de seguidores digitales (1210, 1220) que introducen cada una de ellas un retraso DEL en la propagación de sus respectivas señales de entrada;

una puerta NAND (1230) y un inversor (1240) conectados en serie, de tal forma que las entradas de la puerta NAND (1230) son, por un lado, la señal CLKTS y, por otro, la salida de una cadena de seguidores digitales (1210), generando la señal de reloj STROBE a la salida del inversor (1240).

5.- Convertidor de temperatura-a-digital de alta precisión con bajo consumo de potencia según la reivindicación 1, caracterizado porque el bloque de control digital (1400) adicionalmente comprende

un contador binario (1420) que tiene por entradas las señales: la segunda señal de reloj CLKTSYS, la señal de reinicio a nivel bajo RESET, una señal de activación/desactivación del contador ENABLE y una señal de reinicio a nivel alto CLR y genera como salida una palabra digital C<LNT-1:0> que da cuenta del número de ciclos de reloj transcurridos mientras el contador está activo;

una unidad de control (1410) que comprende:

o un conjunto de entradas:

la segunda señal de reloj CLKTSYS, la señal de reinicio a nivel bajo RESET, la palabra digital C<LNT-1:0> y una señal de salida COMP;

o un conjunto de salidas:

una señal de actlvaclón/desactivaclón del contador ENABLE, una señal de remido a nivel alto CLR, las señales de control SRTH y SRB, la señal de datos disponibles TRDY y dos palabras digitales N2AU<LNT-1:0> y N2TH<LNT-1:0> que se corresponden con el valor de la palabra digital C<LNT-1:0> en dos fases de medida diferentes denominadas de AUTO-CALIBRADO y de MEDIDA, respectivamente.

un sumador combinacional (1430) que tiene como entrara las dos palabras digitales N2AU<LNT-1:0> y N2TH<LNT-1:0> y como salida una palabra digital NTEMP<LNT-1:0> como resultado de la resta de N2AU<LNT-1:0> y N2TH<LNT-1:0>.

6.- Método para medir y digitalizar la resistencia del termlstor RTH comprendido en el convertidor temperatura-a- digital de alta precisión con bajo consumo de potencia definido en una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, donde el método comprende las siguientes cuatro etapas que se suceden consecutivamente:

una primera etapa, denominada de AUTO-CERO 1, en donde se descarga el condensador de integración de forma que la tensión de salida VO del amplificador operacional toma el valor de modo común VCM;

una segunda etapa, denominada de AUTO-CALIBRADO, en donde se aisla el termistor externo RTH y se generan dos rampas a la salida del amplificador operacional, una positiva y otra negativa; la primera rampa tiene una duración fija de N1 ciclos de reloj con frecuencia FTS y se obtiene conectando la rama del resistor RP a una tensión VREFP y la rama del resistor RS a una tensión VREFN; la segunda rampa se genera conectando la rama del resistor RP a un nudo de tierra virtual y la rama del resistor RS a una tensión VREFP y concluye cuando el comparador detecta que la salida del amplificador operacional es inferior a la tensión de modo común; la duración de esta segunda rampa se monitoriza mediante un contador que determina el número de ciclos de reloj, N2AU, contenido en dicho intervalo, una vez concluida la etapa de auto-calibrado, el valor N2AU se guarda en una dirección del registro digital;

una tercera etapa, denominada de AUTO-CERO 2, en donde se descarga el condensador de integración de forma que la tensión de salida del amplificador operacional toma el valor de modo común VCM; y,

una cuarta etapa, denominada etapa de MEDIDA, en donde el termistor externo RTH está conectado en serie con el resistor RS, y se generan dos rampas a la salida del amplificador operacional, una positiva y otra negativa; la primera rampa tiene una duración fija de N1 ciclos de reloj con frecuencia FTS y se obtiene conectando la rama del resistor RP a una tensión VREFP y la rama del resistor RS en serie con el termistor externo RTH a una tensión VREFN; la segunda rampa se genera conectando la rama del resistor RP a un nudo de tierra virtual y la rama del resistor RS en serie con el termistor externo RTH a una tensión VREFP, y concluye cuando el comparador detecta que la salida del amplificador operacional es inferior a la tensión de modo común; la duración de la segunda rampa durante la etapa de medida se monitoriza mediante un contador que determina el número de ciclos de reloj, N2TH, contenido en dicho intervalo; una vez concluida la etapa de medida, el valor N2TH se guarda en otra dirección del registro digital;

tal que la resistencia del termistor RTH es proporcional al término dependiente de la temperatura NTEMP, calculado como la diferencia entre N2AU y N2TH, donde dicho término se calcula mediante un sumador binario a partir de los valores almacenados en las dos direcciones del registro digital.