DISPOSITIVO DE DETECCION DEL PASO POR CERO DE CORRIENTE ELECTRICA ALTERNA.

Dispositivo de detección del paso por cero de corriente eléctrica alterna.

Dispositivo para un equipo de regulación de la alimentación eléctrica por corriente alterna de una carga (1), con al menos unos elementos de conmutación (3) opuestos en serie o una red de conmutación, y una unidad de control (2) de dichos elementos de conmutación (3). El dispositivo comprende un comparador (5) de la tensión de saturación "VCEsat" de los elementos de conmutación (3), asociado a una red de atenuación (8) en un terminal de entrada, en tanto que en el otro terminal de entrada se encuentra un generador (6) de tensión de referencia "Vref" de la tensión entre colector y emisor "Vce" correspondiente a una corriente "Ice" igual a cero, para determinar el momento de circulación nula de corriente por dichos elementos de conmutación (3) mediante la caída de "VCEsat" por debajo de "Vref", determinando una señal de paso por cero de la corriente a la unidad de control (2)

Dispositivo de detección del paso por cero de corriente eléctrica alterna.

Objeto de la invención

La presente invención se refiere a un dispositivo de detección del paso por cero de corriente eléctrica, del tipo incorporado en un dispositivo de regulación de la alimentación eléctrica por corriente alterna de una carga.

Antecedentes de la invención

En la actualidad existen distintos tipos de dispositivos de regulación de cargas eléctricas alimentadas en corriente alterna, por ejemplo dispositivos de iluminación, calefacción eléctrica, motores y otros. Todos ellos basan su funcionamiento en la capacidad de modulación de la forma de onda de la tensión que entregan a la carga. De este modo permiten controlar la energía entregada a la carga y así regular su comportamiento.

Los reguladores más extendidos son los que emplean el triac como dispositivo de conmutación. Este es un dispositivo semiconductor de tres terminales (uno de control, y los otros dos de conmutación). Sus características principales y de interés son que presentan una respuesta bidireccional, de manera que permite el paso de la corriente a través suyo en los dos sentidos y una vez proporcionada la señal de disparo al terminal de control (cebado del triac), el dispositivo entra y permanece en conducción hasta que la corriente a través suyo cesa o se hace nula. Su desconexión es controlada por corriente.

Pese a su amplia presencia en el mercado estos reguladores adolecen de ciertas limitaciones, debido al modo de funcionamiento del dispositivo triac. Las principales son:

- Dificultad de regular cargas con componente capacitiva, por ejemplo lámparas halógenas con transformador electrónico, ya que dichos transformadores electrónicos generan una modulación adicional que fácilmente desceba el triac impidiendo el comportamiento deseado.

- Generación de un elevado nivel de interferencias, tanto conducida como radiada, con un alto contenido frecuencial. Esto es como consecuencia de la elevada velocidad de conmutación del triac que no permite ser ajustada.

- Requieren un filtro de radiofrecuencia para bloquear la interferencia generada por las conmutaciones del triac, este filtro suele ser voluminoso (por emplear una bobina), es de coste elevado, y es susceptible de generar ruido acústico por vibración mecánica de la bobina. Es solamente efectivo en un margen de frecuencias, y son susceptibles de sufrir sobrecalentamiento y de padecer una saturación del núcleo magnético de la bobina.

La aparición de nuevos dispositivos semiconductores de conmutación (tal como el transistor de efecto campo MOSFET o el transistor bipolar de puerta aislada de puerta aislada IGBT, también de tres terminales), propició la aparición de nuevos dispositivos reguladores con topologías distintas y con las siguientes ventajas:

- Son controlados por tensión.

- Permiten controlar totalmente su conexión y desconexión, lo cual hace posible la regulación de cargas capacitivas.

- Permiten controlar la velocidad con la que el dispositivo conmuta, hecho que permite suavizar las formas de onda en las conmutaciones y así reducir la interferencia generada.

Un esquema típico de conmutación es sencillo, comprendiendo unos elementos de conmutación opuestos en serie, tales como dos transistores bipolares de puerta aislada IGBT con respectivos diodos en antiparalelo, o una red de conmutación, y una unidad de control de dichos elementos de conmutación cuando la intensidad de corriente que circula por la carga es cero, determinada por un dispositivo de detección de dicho paso por cero. La regulación se consigue aplicando pulsos de mayor o menor duración a los terminales de control de los dos transistores bipolares de puerta aislada IGBT, desde la unidad de control, lo que determina el tiempo que estos permanecen en conducción. En cada ciclo de la tensión alterna tan solo uno de los transistores bipolares de puerta aislada IGBT estará en conducción, dado que son dispositivos unidireccionales. El camino de la corriente siempre será a través del transistor bipolar de puerta aislada IGBT en conducción y del diodo antiparalelo del otro transistor bipolar IGBT.

En un ejemplo de realización la conmutación con tensión cero puede realizarse fácilmente, tomando una muestra de la tensión en el dispositivo de conmutación, mientras que la conmutación con corriente cero requiere medir de forma directa o indirecta la corriente que fluye por el dispositivo de conmutación.

Así es necesaria la utilización de un detector de paso por cero de la corriente para una correcta gestión.

De los múltiples métodos, de medida del paso por cero de la corriente, usados ampliamente, solo mencionaremos los más utilizados. En todos ellos se supondrá el esquema de conmutación con dos transistores bipolares de puerta cerrada IGBT o algún esquema de conmutación equivalente con puente de diodos, transistores de efecto campo MOSFET o similares.

Por ejemplo los detectores de paso por cero de corriente basados en resistencias de "shunt". Estos dispositivos son independientes del dispositivo de conmutación empleado. Su funcionamiento es simple, consiste en intercalar una resistencia de valor óhmico conocido en el camino que recorre la corriente de carga. Midiendo la tensión en bornes de esta resistencia, puede extraerse la corriente que circula a través suyo. Este método de medida tiene el inconveniente de que es invasivo, ya que requiere instalar un elemento en serie, en el camino que recorre la corriente objeto de medida. La resistencia de "shunt" debe dimensionarse adecuadamente, de manera que permita medir la magnitud de la corriente deseada, pero sin descuidar la disipación de potencia, que tendrá lugar en esta resistencia. Además, es muy susceptible al ruido, puesto que el "shunt" tiene que ser suficientemente pequeño para no interferir en el paso de corriente necesaria para la carga, por lo que, por la ley de Ohm, una variación elevada de corriente implicará una variación pequeña de tensión, de nivel comparable con el ruido. Así pues, cualquier desvío en la detección provocado por el ruido, provocará que el punto de comparación no sea el correcto.

También existen detectores de paso por cero de corriente, basados en un transformador de corriente. Se trata de transformadores cuyo arrollamiento primario se bobina alrededor del camino de corriente a medir.

Las ventajas de estos transformadores son varias, ya que ofrecen aislamiento entre los circuitos de potencia y control y proporcionan un alto nivel de señal de salida con cierta inmunidad al ruido dado que el circuito actúa por corriente.

Como contrapartida estos dispositivos no permiten medir la componente continua de la corriente, su coste es un tanto elevado y su diseño puede resultar complicado si se pretende medir señales con anchos de banda amplia, por ejemplo del orden de los megahercios.

Descripción de la invención

El dispositivo de detección del paso por cero de corriente eléctrica, objeto de esta invención, presenta unas particularidades técnicas que permiten una solución no invasiva en el circuito de corriente de potencia y un funcionamiento robusto y totalmente configurable.

Así, la topología propuesta está basada en el uso de transistores bipolares de puerta aislada IGBT como elementos de conmutación, por ejemplo, y aprovecha el comportamiento de la tensión entre el colector y emisor en saturación, aunque es aplicable a otros elementos de conmutación. Esta tensión "V_ce" siempre es consciente en el momento en que la corriente es cero. Así pues la solución propuesta es monitorizar la corriente que circula entre el colector y el emisor "I_ce" a través de "V_CEsat" del IGBT, y establecer el valor de "V_CEsat" correspondiente a la intensidad nula, definido como una tensión de referencia "V_ref".

Así el dispositivo de detección comprende un dispositivo comparador de la tensión de saturación "V_CEsat" de los elementos de conmutación, asociado a una red de atenuación en uno de sus terminales de entrada, en tanto que en el otro terminal de entrada se encuentra un generador de tensión de referencia "V_ref" y correspondiente a la "I_ce" con la que la circulación de corriente es cero. Así el punto de cruzarse ambas tensiones comparadas corresponde a la intensidad nula y determina una señal de paso por cero de la corriente a la unidad de control para que realice la conmutación.

El...

1. Dispositivo de detección del paso por cero de corriente eléctrica alterna, del tipo incorporado en un dispositivo de regulación de la alimentación eléctrica por corriente alterna de una carga (1), con al menos unos elementos de conmutación (3) opuestos en serie o una red de conmutación, y una unidad de control (2) de dichos elementos de conmutación (3) caracterizado porque comprende un comparador (5) de la tensión de saturación "V_CEsat" de los elementos de conmutación (3), asociado a una red de atenuación (8) en un terminal de entrada, en tanto que en el otro terminal de entrada se encuentra un generador (6) de tensión de referencia "V_ref" cuyo valor es igual a la tensión de saturación entre colector y emisor "V_CEsat" en el momento que la corriente "I_ce" es igual a cero, para determinar el momento de circulación nula de corriente por dichos elementos de conmutación (3) mediante la caída de "V_CEsat" por debajo de "V_ref", determinando una señal de paso por cero de la corriente a la unidad de control (2).

2. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque el comparador (5) es un comparador monolítico asociado con un nivel de tensión prefijado, para obtener así una sincronización del cero de intensidad y generar una señal de paso por cero de la corriente.

3. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque el comparador (5) es un amplificador operacional.

4. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque el comparador (5) es un conversor analógico digital combinado con un elemento de control.

5. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque el comparador (5) es un microcontrolador.

6. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque los elementos de conmutación (3) están constituido por transistores bipolares de puerta aislada (31a, 31b) de puerta aislada (IGBT).

7. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque los elementos de conmutación (3) están constituido por transistores de efecto campo de oxido metálico (MOSFET).

8. Dispositivo, según cualquiera de las reivindicaciones 6 a 8, caracterizado porque los elementos de conmutación están constituidos por cualquier combinación de transistores bipolares de puerta aislada de puerta aislada, transistores de efecto campo de óxido metálico y/o puentes de diodos.

9. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque la red de atenuación (8) está constituida por una red de resistencias.

10. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque la red de atenuación (8) está constituida por un amplificador operacional de amplificación menor que la unidad para la frecuencia de la señal de alimentación eléctrica alterna.

11. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque la red de atenuación (8) está constituida por un atenuador basado en disipación.

12. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque la red de atenuación (8) está constituida por un amplificador basado en transistores bipolares de puerta aislada con tasa de transferencia directa menor que la unidad para la frecuencia de la señal de alimentación eléctrica alterna.

13. Dispositivo, según las reivindicaciones 9 y 10, caracterizado porque la red de atenuación (8) está constituida por una red de resistencias y un amplificador operacional.

14. Dispositivo, según las reivindicaciones 9 y 12, caracterizado porque la red de atenuación (8) está constituida por una red de resistencias y un amplificador basado en transistores bipolares.

15. Dispositivo, según la reivindicación 1, caracterizado porque comprende un elemento compensador de la temperatura en el circuito de comparación, afectando al generador (6) de la tensión de referencia "V_ref" para independizar su correcta generación de la variación de las condiciones de temperatura.

16. Dispositivo, según la reivindicación 15, caracterizado porque el elemento compensador es una sonda térmica NTC o una sonda térmica PTC.

17. Dispositivo, según la reivindicación 15, caracterizado porque el elemento compensador es un circuito de monitorización digital y/o analógico.

18. Dispositivo, según cualquiera de las reivindicaciones 16 y 17, caracterizado porque el elemento compensador es una combinación de una sonda térmica NTC o PTC y un circuito de monitorización digital y/o analógico.