DISPOSITIVO DE CONTROL DE CARGA CON UN CIRCUITO DE COMANDO VARIABLE.

Un dispositivo de control de carga, para controlar la magnitud de la energía suministrada a una carga eléctrica (104) desde una fuente (102) de alimentación de AC,

que comprende: un dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, adaptado para acoplarse en conexión eléctrica en serie entre la fuente (102) y la carga eléctrica (104), teniendo el dispositivo (110, 112) conductivo en forma 5 controlable una entrada de control para cambiar el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable entre un estado conductivo y un estado no conductivo, teniendo el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable un tiempo de conmutación en el cual el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable está cambiando entre el estado conductivo y el estado no conductivo; y un circuito (116, 116A, 116B) de comando acoplado con la entrada de control del dispositivo (110, 112) 10 conductivo en forma controlable; caracterizado porque el circuito (116, 116A, 116B) de comando, operable para controlar la duración del tiempo de conmutación, es sensible a una temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable

Tipo: Patente Internacional (Tratado de Cooperación de Patentes). Resumen de patente/invención. Número de Solicitud: PCT/US2007/008620.

Solicitante: LUTRON ELECTRONICS CO., INC..

Nacionalidad solicitante: Estados Unidos de América.

Dirección: 7200 SUTER ROAD COOPERSBURG, PENNSYLVANIA 18036-1299 ESTADOS UNIDOS DE AMERICA.

Inventor/es: DAVIS,Gregory T, ORCHOWSKI,Neil, HAUSMAN,JR.,Donald F.

Fecha de Publicación: .

Fecha Solicitud PCT: 5 de Abril de 2007.

Clasificación Internacional de Patentes:

  • H02M5/293 SECCION H — ELECTRICIDAD.H02 PRODUCCION, CONVERSION O DISTRIBUCION DE LA ENERGIA ELECTRICA.H02M APARATOS PARA LA TRANSFORMACION DE CORRIENTE ALTERNA EN CORRIENTE ALTERNA, DE CORRIENTE ALTERNA EN CORRIENTE CONTINUA O DE CORRIENTE CONTINUA EN CORRIENTE CONTINUA Y UTILIZADOS CON LAS REDES DE DISTRIBUCION DE ENERGIA O SISTEMAS DE ALIMENTACION SIMILARES; TRANSFORMACION DE UNA POTENCIA DE ENTRADA EN CORRIENTE CONTINUA O ALTERNA EN UNA POTENCIA DE SALIDA DE CHOQUE; SU CONTROL O REGULACION (transformación de la corriente o de la tensión especialmente adaptada para su uso en los relojes electrónicos sin partes móviles G04G 19/02; sistemas de regulacion de variables eléctricas o magnéticas en general, p. ej. utilizando transformadores, reactancias o bobinas de choque, combinacion de tales sistemas con convertidores estáticos G05F; para computadores digitales G06F 1/00; transformadores H01F; conexión o control de un convertidor teniendo en cuenta su unión funcional con una fuente similar u otra fuente de alimentación H02J; convertidores dinamoeléctricos H02K 47/00; control de los transformadores, reactancias o bobinas de choque, control o regulación de motores, generadores eléctricos o convertidores dinamoeléctricos H02P; generadores de impulsos H03K). › H02M 5/00 Transformación de una potencia de entrada en corriente alterna en una potencia de salida en corriente alterna, p. ej. para cambiar la tensión, para cambiar la frecuencia, para cambiar el número de fases. › utilizando solamente dispositivos semiconductores.
  • H05B39/04B4R

Clasificación PCT:

  • H05B37/02 H […] › H05 TECNICAS ELECTRICAS NO PREVISTAS EN OTRO LUGAR.H05B CALEFACCION ELECTRICA; ALUMBRADO ELECTRICO NO PREVISTO EN OTRO LUGAR.H05B 37/00 Circuitos para fuentes eléctricas de luz en general. › Control.
  • H05B39/04 H05B […] › H05B 39/00 Circuitos o aparatos para hacer funcionar las fuentes de luz incandescente y no estando adaptados a una aplicación particular. › Control.

Países PCT: Austria, Bélgica, Suiza, Alemania, Dinamarca, España, Francia, Reino Unido, Grecia, Italia, Liechtensein, Luxemburgo, Países Bajos, Suecia, Mónaco, Portugal, Irlanda, Eslovenia, Finlandia, Rumania, Chipre, Lituania, Letonia, Ex República Yugoslava de Macedonia, Albania.

PDF original: ES-2357450_T3.pdf

 

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Fragmento de la descripción:

CAMPO DE LA INVENCIÓN

La presente invención se refiere a circuitos de comando para dispositivos conductivos en forma controlable en dispositivos de control de carga y, más específicamente, a circuitos de comando sensibles a la temperatura para conmutadores semiconductores, tales como los transistores de efecto de campo (FET), en atenuadores lumínicos 5 eléctricos.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN

Los dispositivos estándar de control de carga, tales como los atenuadores lumínicos eléctricos, usan uno o más conmutadores semiconductores, tales como los triacs o transistores de efecto de campo (FET), para controlar la corriente suministrada a una carga eléctrica, por ejemplo, para controlar la intensidad de una carga de iluminación. El 10 conmutador semiconductor está habitualmente acoplado en serie entre una fuente de corriente alterna (AC) y la carga de iluminación. Usando una técnica de atenuación de control de fase, el atenuador deja al conmutador semiconductivo como conductor durante una parte de cada semiciclo, para proporcionar energía a la carga de iluminación, y deja al conmutador semiconductivo como no conductor durante la otra parte del semiciclo, para desconectar la energía de la carga. En la atenuación directa de control de fase, el conmutador semiconductor es conductivo al final de cada 15 semiciclo. Alternativamente, en la atenuación inversa de control de fase, el conmutador semiconductor es conductivo al comienzo de cada semiciclo.

La Fig. 1 es un diagrama esquemático simplificado de un atenuador 10 de la técnica anterior. El atenuador 10 tiene una conexión caliente H con una fuente 12 de AC y una conexión caliente DH atenuada con una carga 14 de iluminación. El atenuador 10 comprende dos FET 16, 18, conectados en conexión antiserie entre la fuente 12 de AC y 20 la carga 14 de iluminación para controlar la magnitud de potencia entregada a la carga. Cada uno de los FET 16, 18 tiene entradas (o compuertas) de control que están acopladas con un circuito 20 de control, tal como un microcontrolador. El circuito 20 de control es operable para dejar a cada FET 16, 18 como conductivo (o no conductivo) proporcionando (o no proporcionando) a la compuerta una Tensión mayor que la tensión VTH de umbral de la compuerta del FET. Las compuertas de los FET 16, 18 están a menudo ligadas entre sí para permitir un 25 funcionamiento simplificado de los FET. El funcionamiento resultante admite que un FET 16 bloquee el flujo de corriente a la carga 14 durante los semiciclos positivos y que el segundo FET 18 bloquee el flujo de corriente a la carga 14 durante los semiciclos negativos de la fuente de AC.

Una fuente 22 de alimentación genera una tensión VCC de corriente directa (DC) para alimentar el circuito 20 de control. Un circuito 24 de cruce por cero proporciona una indicación de los cruces por el cero de la tensión de AC de 30 la fuente 12 de AC al circuito 20 de control. Un cruce por cero se define como el momento en el cual la tensión de alimentación de AC pasa de la polaridad positiva a la negativa, o desde la polaridad negativa a la positiva, al comienzo de cada semiciclo. El circuito 24 de cruce por cero recibe la tensión de AC a través de un diodo D1 en los semiciclos positivos y a través de un diodo D2 en los semiciclos negativos. El circuito 20 de control determina cuándo encender o apagar los FET 16, 18 en cada semiciclo, sincronizando a partir de cada cruce por cero de la tensión de AC. 35

Una mayor parte de la disipación de potencia (o “pérdida de potencia”' en los FET 16, 18 del atenuador 10 ocurre durante dos periodos temporales principales de cada semiciclo: un tiempo de conducción, tCONDUCCIÓN, y un tiempo de conmutación, tCONMUTACIÓN. Durante el tiempo de conducción, tiene lugar una pérdida de conducción, PD CONDUCCIÓN, y está determinada por la resistencia de encendido, RDS(encendido), de los FET y la corriente de carga, ICARGA, a través de los FET, es decir, 40

PD CONDUCCIÓN = ICARGA2 . RDS(encendido). (Ecuación 1)

Durante el tiempo tCONMUTACIÓN de conmutación, uno de los FET 16, 18 pasará entre los estados no conductivo y conductivo. La Fig. 2 muestra las ondas de la corriente ID a través del FET, la tensión VDS a través del FET y la disipación instantánea PD-INST de potencia del FET durante el tiempo tCONMUTACIÓN de conmutación cuando el atenuador 10 está funcionando con atenuación inversa de control de fase. Como se muestra en la Fig. 2, el FET pasará desde un 45 estado conductivo a un estado no conductivo durante el tiempo de conmutación. En consecuencia, la corriente ID a través del FET disminuirá mientras que la tensión VDS a través del FET aumentará durante el tiempo tCONMUTACIÓN de conmutación. Por otra parte, con la atenuación directa de control de fase, el FET pasará desde un estado no conductivo a un estado conductivo durante el tiempo tCONMUTACIÓN de conmutación y, así, la corriente ID a través del FET aumentará y la tensión VDS a través del FET disminuirá. 50

Una pérdida de conmutación, PD-CONMUTACIÓN, tiene lugar durante el tiempo de conmutación y depende de la corriente ID descendente y la tensión VDS creciente (o la corriente ID creciente y la tensión VDS descendente) durante el tiempo tCONMUTACIÓN de conmutación. Así, la potencia total PD-TOTAL disipada por los FET 16, 18 depende de la pérdida de conducción durante el tiempo de conducción y la pérdida de conmutación durante el tiempo de conmutación, es decir, 55

PD-TOTAL = (tCONDUCCIÓN * PD_CONDUCCIÓN + tCONMUTACIÓN * PD_CONMUTACIÓN) / TSEMICICLO, (Ecuación 2)

donde TSEMICICLO es el periodo de un semiciclo. El solapamiento de la corriente IDS cambiante y la tensión cambiante VDS causa que la disipación instantánea PD-INST de potencia alcance un máximo durante el tiempo tCONMUTACIÓN de conmutación, según se muestra en la FIG. 2. La pérdida PD-CONMUTACIÓN de conmutación es habitualmente una parte significativa de la disipación total PD-TOTAL de potencia. En consecuencia, un pequeño aumento en el tiempo 5 tCONMUTACIÓN de conmutación puede causar un aumento significativo en la disipación total PD-TOTAL de potencia de los FET. Los atenuadores de iluminación están regulados por muchos estándares industriales, por ejemplo, los estándares de interferencia electromagnética (EMI) que limitan la magnitud del ruido de EMI que existe en la salida de control de fase del atenuador. Si el tiempo tCONMUTACIÓN de conmutación, es decir, el tiempo en que el conmutador semiconductor cambia desde el estado conductivo al estado no conductivo (y viceversa), es esencialmente corto, la salida de control 10 de fase tendrá muchos componentes de alta frecuencia y aumentará el ruido de EMI. Por lo tanto, muchos atenuadores de la técnica anterior han incluido un resistor RG de compuerta en serie con las compuertas de los FET para aminorar, es decir, aumentar, los tiempos de elevación y caída de la corriente que fluye a través del FET durante estos tiempos de conmutación. Por ejemplo, si la resistencia del resistor RG de compuerta es de 22 k, el tiempo tCONMUTACIÓN de conmutación puede ser de aproximadamente 62seg cuando la tensión de la fuente de AC tiene una magnitud de 240 15 VAC, la corriente de carga absorbida por la carga de iluminación tiene una magnitud de 10A y la temperatura ambiente es de 25 ºC.

Sin embargo, los tiempos tCONMUTACIÓN de conmutación aumentados, debido al resistor RG de compuerta, llevan a una disipación aumentada PD-TOTAL de potencia total del FET (según se muestra en la Ecuación 2 anterior). Además, según aumenta la disipación PD-TOTAL de potencia del FET y aumenta la temperatura del FET, la resistencia 20 RDS(encendido) de encendido aumentará, lo que lleva entonces a una pérdida PD-CONDUCCIÓN de conducción aumentada.

Complica esta cuestión térmica el hecho de que la temperatura creciente causa que las características internas del FET cambien de modo tal que disminuya la tensión VTH de umbral del FET. Para hacer que los FET 16, 18 pasen del estado conductivo al estado no conductivo, el circuito 20 de control tira de las entradas de control de los FET hacia el circuito común. En consecuencia, una corriente ID de compuerta fluirá fuera de la compuerta y tendrá una 25 magnitud de

IG = VTH / RG = CM * V/T, (Ecuación 3)

donde CM es la capacitancia de Miller del FET, t es igual al tiempo tCONMUTACIÓN de conmutación y v es la tensión cambiante en la compuerta del FET. Debido a la tensión creciente a través del FET... [Seguir leyendo]

 


Reivindicaciones:

1. Un dispositivo de control de carga, para controlar la magnitud de la energía suministrada a una carga eléctrica (104) desde una fuente (102) de alimentación de AC, que comprende:

un dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, adaptado para acoplarse en conexión eléctrica en serie entre la fuente (102) y la carga eléctrica (104), teniendo el dispositivo (110, 112) conductivo en forma 5 controlable una entrada de control para cambiar el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable entre un estado conductivo y un estado no conductivo, teniendo el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable un tiempo de conmutación en el cual el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable está cambiando entre el estado conductivo y el estado no conductivo; y

un circuito (116, 116A, 116B) de comando acoplado con la entrada de control del dispositivo (110, 112) 10 conductivo en forma controlable;

caracterizado porque el circuito (116, 116A, 116B) de comando, operable para controlar la duración del tiempo de conmutación, es sensible a una temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable.

2. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 1, en el cual la duración del tiempo de conmutación permanece esencialmente constante, o disminuye según aumenta la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en 15 forma controlable.

3. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 2, en el cual el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable está caracterizado por un tiempo nominal de conmutación y el tiempo de conmutación cambia en menos del 10% del tiempo nominal de conmutación.

4. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 1, en el cual el circuito (116, 116A, 116B) de comando es 20 operable para producir un cambio de paso en el tiempo de conmutación, en el cual el cambio de paso es de menos de aproximadamente 20 seg, preferiblemente menos de aproximadamente 10 seg.

5. El dispositivo de control de carga de cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el cual el circuito (116, 116A, 116B) de comando es un circuito de comando variable acoplado con la entrada de control del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, para proporcionar una impedancia en serie con la entrada de control del 25 dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable;

en el cual el tiempo de conmutación es sensible al circuito (116, 116A, 116B) de comando variable, de forma tal que la duración del tiempo de conmutación cambie en respuesta a la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable.

6. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 5, en el cual el circuito (116, 116A, 116B) de comando variable 30 es operable para disminuir la impedancia según aumenta la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, y operable para aumentar según disminuye la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, y preferiblemente operable para proporcionar una impedancia continuamente variable en serie con la entrada de control del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable.

7. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 6, en el cual el circuito (116, 116A, 116B) de comando variable 35 está térmicamente acoplado con el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable.

8. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 7, en el cual el circuito (116, 116A, 116B) de comando variable comprende un termistor, preferiblemente, un termistor (122) de NTC.

9. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 8, en el cual el circuito (116, 116A, 116B) de comando variable comprende adicionalmente: 40

un primer resistor (RCOMPUERTA) acoplado en conexión eléctrica en serie con la entrada de control del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable y en conexión eléctrica paralela con el termistor (122) de NTC,

y, preferiblemente, un segundo resistor (RLÍMITE) acoplado en conexión eléctrica en serie con el termistor (122) de NTC;

en el cual la combinación en serie del segundo resistor (RLÍMITE) y el termistor (122) de NTC está acoplada en 45 conexión eléctrica paralela con el primer resistor (RCOMPUERTA).

10. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 6, en el cual el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable comprende un conmutador semiconductor, que comprende preferiblemente:

un primer FET (110) y un segundo FET (112) en conexión antiserie, que están, en particular, controlados independientemente

comprende un FET o un IGBT en un rectificador de puente, o dos IGBT en conexión antiserie; y en el cual, preferiblemente, el circuito de comando variable de compuerta comprende un primer circuito (116A) de comando variable de compuerta en conexión eléctrica en serie con el primer FET (110), y un segundo circuito 5 (116B) de comando variable de compuerta en conexión eléctrica en serie con el segundo FET (112), o en el cual una compuerta del primer FET (110) está eléctricamente conectada con una compuerta del segundo FET (112).

11. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 6, que comprende adicionalmente:

un circuito (216) de control acoplado al circuito de comando variable de compuerta, para proporcionar una señal 10 de control a fin de dejar al dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable como conductivo y no conductivo.

12. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 6, en el cual el circuito de comando variable es operable para proporcionar al menos tres, preferiblemente al menos diez, pasos discretos de impedancia en serie con la entrada de control del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable. 15

13. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 6, en el cual la carga eléctrica (104) comprende una carga de iluminación y el circuito de comando variable es operable para proporcionar una pluralidad de pasos discretos de impedancia en serie con la entrada de control del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, de forma tal que la pluralidad de pasos discretos de impedancia sea lo bastante grande como para impedir el parpadeo perceptible en la carga (104) de iluminación según las impedancias cambian desde un paso al siguiente. 20

14. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 1, en el cual

el circuito de comando es un circuito (216) de comando variable acoplado con la entrada de control del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, para proporcionar una impedancia continuamente variable en serie con la entrada de control del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable;

el circuito (216) de comando variable está térmicamente acoplado al dispositivo (110, 112) conductivo en forma 25 controlable, de modo tal que la impedancia continuamente variable sea operable para disminuir según aumenta una temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, y operable para aumentar según disminuye la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable; y

el tiempo de conmutación del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable es sensible al circuito (216) de comando variable, de modo tal que la duración del tiempo de conmutación cambie en respuesta a la 30 temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable.

15. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 1,

en el cual el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable comprende:

un primer dispositivo (110) conductivo en forma controlable, operable para conducir corriente desde la fuente (102) hasta la carga (104) durante un semiciclo positivo de la fuente (102) de alimentación de AC, teniendo el primer 35 dispositivo (110) conductivo en forma controlable una primera entrada de control para controlar el primer dispositivo (110) conductivo en forma controlable entre un estado conductivo y un estado no conductivo, estando el primer dispositivo (110) conductivo en forma controlable caracterizado por un primer tiempo de conmutación, cuando el primer dispositivo (110) conductivo en forma controlable está cambiando entre el estado conductivo y el estado no conductivo; y 40

un segundo dispositivo (112) conductivo en forma controlable, operable para conducir corriente desde la fuente (102) hasta la carga (104) durante un semiciclo negativo de la fuente (102) de alimentación de AC, teniendo el segundo dispositivo (112) conductivo en forma controlable una segunda entrada de control para controlar el segundo dispositivo (112) conductivo en forma controlable, entre un estado conductivo y un estado no conductivo, estando el segundo dispositivo (112) conductivo en forma controlable caracterizado por un segundo tiempo de 45 conmutación, cuando el segundo dispositivo (112) conductivo en forma controlable está cambiando entre el estado conductivo y el estado no conductivo;

que comprende un circuito de control operable para dejar independientemente a los dispositivos conductivos en forma controlable primero y segundo como conductivos y no conductivos;

en el cual el circuito de comando comprende: 50

un primer circuito (116A) de comando variable acoplado en conexión eléctrica en serie con la primera entrada de control del primer dispositivo (110) conductivo en forma controlable, para proporcionar una primera

impedancia en serie con la primera entrada de control, siendo el primer tiempo de conmutación sensible a la temperatura del primer dispositivo (110) conductivo en forma controlable; y

un segundo circuito (116B) de comando variable acoplado en conexión eléctrica en serie con la segunda entrada de control del segundo dispositivo (112) conductivo en forma controlable, para proporcionar una segunda impedancia en serie con la segunda entrada de control, siendo el segundo tiempo de conmutación 5 sensible a la temperatura del segundo dispositivo (112) conductivo en forma controlable;

en el cual la primera impedancia del primer circuito (116A) de comando variable es operable para cambiar esencialmente sólo en respuesta a una primera temperatura del primer dispositivo (110) conductivo en forma controlable, y la segunda impedancia del segundo circuito (116B) de comando variable es operable para cambiar esencialmente sólo en respuesta a una segunda temperatura del segundo dispositivo (112) conductivo 10 en forma controlable;

en el cual, adicionalmente, los tiempos de conmutación primero y segundo cambian de longitud, respectivamente, en respuesta a las temperaturas de los dispositivos (110, 112) conductivos en forma controlable primero y segundo.

16. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 1, 5 o 14, en el cual el tiempo de conmutación disminuye en 15 longitud según aumenta la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, y aumenta de longitud según disminuye la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable.

17. El dispositivo de control de carga de la reivindicación 15, en el cual los tiempos de conmutación primero y segundo disminuyen en longitud, respectivamente, según aumentan las temperaturas de los dispositivos (110, 112) conductivos en forma controlable primero y segundo, y aumentan en longitud según disminuyen las temperaturas de los dispositivos 20 (110, 112) conductivos en forma controlable primero y segundo.

18. Un procedimiento de control de un dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable en un dispositivo de control de carga, comprendiendo el procedimiento la etapa de:

llevar por transición al dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable entre un estado conductivo y un estado no conductivo, por lo cual la transición tiene un tiempo de conmutación; y 25

caracterizado por controlar la duración del tiempo de conmutación en respuesta a una temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable.

19. El procedimiento de la reivindicación 18, en el cual el tiempo de conmutación:

permanece esencialmente constante según aumenta la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, o disminuye según aumenta la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma 30 controlable, en el cual el tiempo de conmutación cambia en pasos discretos de menos de aproximadamente 20 seg cada uno, preferiblemente en pasos discretos de menos de aproximadamente 10 seg cada uno.

20. El procedimiento de la reivindicación 19, en el cual el dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable está caracterizado por un tiempo nominal de conmutación y el tiempo de conmutación cambia en menos del 10% del tiempo nominal de conmutación. 35

21. El procedimiento de la reivindicación 18, que comprende adicionalmente la etapa de:

proporcionar una impedancia variable en conexión eléctrica en serie con una entrada de control del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable;

en el cual el control de la impedancia variable en respuesta a la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable se efectúa de forma tal que la duración del tiempo de conmutación cambia en 40 respuesta a la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable.

22. El procedimiento de la reivindicación 21, en el cual la etapa del cambio comprende:

disminuir la impedancia variable según aumenta la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, y aumentar la impedancia variable según disminuye la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable y, preferiblemente, 45

cambiar la impedancia variable continuamente según cambia la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable y, preferiblemente,

proporcionar al menos tres, preferiblemente al menos diez, pasos discretos de impedancia para la impedancia variable según cambia la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable.

23. El procedimiento de la reivindicación 22, en el cual la impedancia variable comprende un termistor, preferiblemente, 50

un termistor (122) de NTC.

24. El procedimiento de la reivindicación 22, en el cual el dispositivo de control de carga es operable para controlar una carga (104) de iluminación, y la etapa del cambio comprende proporcionar una pluralidad de pasos discretos de impedancia en conexión eléctrica en serie con la entrada de control del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable, de modo tal que la pluralidad de pasos discretos de impedancia sea bastante grande para impedir el 5 parpadeo perceptible en la carga (104) de iluminación, según la impedancia variable cambia entre un paso discreto de impedancia al siguiente paso discreto de impedancia.

25. El procedimiento de la reivindicación 21, en el cual el tiempo de conmutación disminuye en longitud según aumenta la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable y aumenta en longitud según disminuye la temperatura del dispositivo (110, 112) conductivo en forma controlable. 10


 

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