Estación base que comprende un transmisor, comprendiendo el transmisor unos medios para recibir señales digitales en cuadratura (I,

Q), un pre-ecualizador digital (120) que está dispuesto para filtrar las señales digitales en cuadratura, un conversor digital a analógico (130) que está dispuesto para convertir las salidas en cuadratura del pre-ecualizador en señales analógicas, y un filtro de canal analógico (150) que está dispuesto para filtrar las señales analógicas antes de la transmisión, estando caracterizada la estación base porque el pre-ecualizador digital comprende un primer filtro digital que está construido para aplicar coeficientes complejos con el fin de proporcionar una versión invertida en el tiempo de la respuesta impulsional del filtro de canal analógico

Campo de la invención

La presente invención se refiere al filtrado de RF (Radiofrecuencia), y en particular (aunque no de forma exclusiva) a un filtrado de este tipo en aplicaciones de comunicaciones inalámbricas.

Antecedentes de la invención

Las especificaciones (3GPP TS 25.105 V3.10.0, “BS Radio Transmission and Reception (TDD)”, a la cual en lo sucesivo se denominará [1]) del 3GPP (Proyecto de Asociación de 3ª Generación) exponen el comportamiento de un equipo de Nodo B (estación base en un sistema 3GPP) de TDD (Dúplex por División de Tiempo). Estas especificaciones cubren la “Relación de Fuga de Canal Adyacente” (ACLR) para Nodos B especificada para un equipo que está ubicado conjuntamente con otros Nodos B de TDD o FDD (Dúplex por División de Frecuencia) que funcionan sobre canales adyacentes.

Con fines relacionados con la ubicación conjunta, especificaciones estrictas sobre la pureza espectral de transmisión de Nodos B de TDD del UMTS exigen el montaje de un filtro de RF de un solo canal después del amplificador de potencia (PA). La especificación del filtro de RF es además extremadamente estricta y se requiere un filtro pasivo de Q muy alta para lograr la banda de rechazo requerida. Al adoptar un filtro de RF con un factor de caída (roll-off factor) tan pronunciado, es inevitable que el filtro tenga un efecto sobre la precisión de la transmisión; de hecho, la inclusión de este filtro puede provocar que el Nodo B deje de cumplir el requisito de precisión de transmisión. La ecualización de RF pasiva no es deseable debido al aumento correspondiente en la complejidad del filtro de RF y al hecho de que la ecualización de amplitud no es posible sin incrementar las pérdidas de inserción a través de la banda de paso. La ecualización analógica de banda base no es deseable ya que es necesario adaptar la respuesta del ecualizador al filtro de RF para lograr una precisión de transmisión óptima y la sintonización de filtros de banda base para adaptarse al filtro de RF, lo cual en la práctica tendría un impacto significativo en la producción del Nodo

B.

El documento titulado “Digital predistortion based power amplifier linearization for UMTS”, de Springer et al, y publicado en la European Conference on Wireless technology, 27 de septiembre de 2001, págs. 185 a 188, describe una disposición de pre-distorsión conocida que aplica un único coeficiente a señales digitales de banda base “I” y “Q”.

Existe, por lo tanto una necesidad de un pre-ecualizador digital para un filtro de RF, en el que se pueda(n) aliviar lo(s) inconveniente(s) mencionado(s) anteriormente.

Exposición de la invención

Según un primer aspecto de la presente invención, se proporciona una estación base, tal como se reivindica en la reivindicación 1.

Según un segundo aspecto de la presente invención, se proporciona un método, para filtrado en un transmisor de comunicaciones inalámbricas, según se reivindica en la reivindicación 3.

Breve descripción de los dibujos

A continuación, se describirán únicamente a título de ejemplo, un pre-ecualizador digital, una disposición y un método para filtrado de RF que incorporan la presente invención, haciendo referencia al(a los) dibujo(s) adjunto(s), en los cuales:

la figura 1 muestra una representación esquemática de bloques de una arquitectura ejemplificativa de un transmisor que muestra la aplicación de la pre-ecualización digital;

la figura 2 muestra una representación gráfica de la respuesta en magnitud de un filtro de RF de un solo canal;

la figura 3 muestra una representación gráfica de la mejora del retardo de grupo tras la introducción de un filtro digital de ecualización de fase;

la figura 4 muestra una representación gráfica de la caída de amplitud de una máscara de modulación ideal y de un filtro de RF,

la figura 5 muestra una representación gráfica de un ejemplo de un filtro de RF ecualizado en amplitud; la figura 6 muestra una representación esquemática de bloques de una realización ejemplificativa del filtro FIR de pre-ecualización digital de la figura 1.

Descripción de la(s) forma(s) de realización preferida(s)

Las especificaciones del 3GPP [1] a las cuales se ha hecho referencia anteriormente abarcan la “Relación de Fuga de Canal Adyacente” (ACLR) para Nodos B especificada para un equipo que está ubicado conjuntamente con otros Nodos B de TDD o FDD que funcionan en canales adyacentes.

La ACLR es una medida de la relación entre la potencia de la señal transmitida en el canal deseado de funcionamiento y la potencia no deseada transmitida en los canales adyacentes al canal deseado. En la versión de las especificaciones a la cual se ha hecho referencia, la potencia de canal adyacente se especifica como un límite absoluto de -80 dBm en un ancho de banda de medición de 3,84 MHz.

Esta limitación es necesaria para garantizar que la transmisión de un Nodo B en el canal “A” no provoca una interferencia inaceptable en otro Nodo B que reciba en el canal “B” al mismo tiempo.

En la mayoría de Nodos B, la potencia transmitida en el canal adyacente se determina mediante la linealidad del amplificador de potencia usado en el transmisor del Nodo B. Con la tecnología disponible actualmente de los PA, no es posible lograr estos niveles de potencia de canal adyacente con niveles típicos de potencia de transmisión de los Nodos B. Para ilustrar este problema se ofrece a continuación un breve ejemplo.

Se considera que las transmisiones de canal adyacente están relacionadas con el nivel de los productos de intermodulación de 3er Orden generados dentro del amplificador de potencia. Tomando un amplificador de potencia ejemplificativo de Nodo B con una P1dB igual a 44 dBm, y una IP3 de salida de +63 dBm, la potencia de transmisión deseada máxima coherente con una potencia de canal adyacente de -80 dBm será típicamente del orden de +15 dBm (31 mW) para una señal de prueba de CDMA (Acceso Múltiple por División de Código). El amplificador de potencia disipará cerca de 100 W, lo cual representa un rendimiento de conversión de potencia de DC a RF del 0,03%.

Para lograr la ACLR especificada, queda claro a partir del análisis anterior que, para potencias de transmisión razonables, se requiere un filtro de RF de banda estrecha.

Usando como referencia el amplificador de potencia del ejemplo anterior, la ACLR típica esperada con una potencia de transmisión de +34 dBm (2,5 W) será del orden de 55 dB (ó -21 dBm absolutos). Con este nivel de potencia de canal adyacente generada en el PA, se requiere que el filtro de RF proporcione por lo menos 60 dB de protección al canal adyacente.

Ésta es también una especificación extremadamente difícil de cumplir y requiere la utilización de resonadores dieléctricos de Q muy alta.

En el transmisor de estación base considerado, el filtro de RF debe seguir inmediatamente al amplificador de potencia, y como tal el filtro se debe realizar usando técnicas analógicas. Es bien sabido que los filtros analógicos presentan en general un retardo de grupo no constante, aunque es posible obtener una aproximación a un retardo de grupo constante a expensas de una velocidad de caída (roll-off rate) significativamente relajada. No obstante, con fines relacionados con la ubicación conjunta, es esencial una velocidad de caída (roll-off rate) muy pronunciada, lo cual da como resultado un conflicto de requisitos entre la variación del retardo de grupo de la banda de paso y la velocidad de caída del filtro.

Un retardo de grupo no constante tiene un efecto directo sobre la calidad de la señal transmitida, ya que los diferentes componentes de frecuencia dentro de la señal experimentan retardos diferentes a medida que pasan a través del filtro. El resultado es que el filtro de RF introduce interferencia entre símbolos (ISI) en la señal transmitida.

Las especificaciones técnicas en [1] definen la “Magnitud del Vector de Error” (EVM) como una medida de la precisión de transmisión. La EVM es una relación de la señal recibida ideal en comparación con la señal recibida real, expresada como un porcentaje. La señal de referencia es filtrada dos veces por un filtro de “raíz cuadrada de coseno alzado” (RRC), una vez en el transmisor y una vez en el receptor de... [Seguir leyendo]

1. Estación base que comprende un transmisor, comprendiendo el transmisor unos medios para recibir señales digitales en cuadratura (I, Q), un pre-ecualizador digital (120) que está dispuesto para filtrar las señales digitales en cuadratura, un conversor digital a analógico (130) que está dispuesto para convertir las salidas en cuadratura del pre-ecualizador en señales analógicas, y un filtro de canal analógico (150) que está dispuesto para filtrar las señales analógicas antes de la transmisión,

estando caracterizada la estación base porque

el pre-ecualizador digital comprende un primer filtro digital que está construido para aplicar coeficientes complejos con el fin de proporcionar una versión invertida en el tiempo de la respuesta impulsional del filtro de canal analógico.

2. Estación base, según la reivindicación 1, adaptada para su utilización en una red de comunicaciones inalámbricas de tipo dúplex por división en el tiempo.

3. Método de filtrado en un transmisor de una estación base de comunicaciones inalámbricas, comprendiendo el método recibir unas señales digitales en cuadratura (I, Q), filtrar las señales digitales en cuadratura en un preecualizador (120), convertir (130) las señales filtradas en señales analógicas, filtrar las señales analógicas en un filtro de canal analógico (150), y transmitir la salida del filtro de canal analógico (150),

estando caracterizado el método porque,

el pre-ecualizador aplica unos coeficientes complejos para proporcionar una versión invertida en el tiempo de la respuesta impulsional del filtro de canal analógico.

4. Método según la reivindicación 3, aplicado en un sistema de comunicaciones inalámbricas UMTS.