MÉTODO Y DISPOSITIVO PARA LA MEDICIÓN PRECISA DE LA DEPENDENCIA DE LA AMPLITUD Y LA FASE DE UNA PLURALIDAD DE SEÑALES DE ALTA FRECUENCIA.

Método para la medición precisa de la dependencia de la amplitud y la fase de una pluralidad de señales (I1,

I2, ... IN) de alta frecuencia obtenidas acelerando electrodos (21, 22, ... 2N), caracterizado porque dicho método comprende las siguientes etapas: (a) dirigir de forma alternante por medio de un conmutador (3) de radiofrecuencia (RF) cada una de una pluralidad de señales (I1, I2, ... IN) de entrada analógicas a cada una de una pluralidad de unidades (41, 42, ... 4N) de procesamiento de RF; (b) amplificar dichas señales de entrada analógicas en dichas unidades de procesamiento de RF con el fin de ajustar dichas señales analógicas al intervalo de medición de una pluralidad de convertidores analógico-digital (A/D) (51, 52, ... 5N); (c) dirigir dichas señales de entrada analógicas amplificadas a dicha pluralidad de convertidores analógico-digital (A/D) y convertir dichas señales analógicas amplificadas en señales digitales; (d) dirigir dichas señales digitales a una pluralidad de correctores (61, 62, ... 6N) de amplificación; (e) corregir dichas señales digitales por medio de señales de corrección desde un ecualizador (7) de amplificación; (f) recopilar dichas señales digitales que salen de dichos correctores en un conmutador (8) digital y dirigir un número recombinado ordenado de dichas señales digitales a una pluralidad de receptores (91, 92,... 9N) digitales; (g) sincronizar dicho reloj (8) digital con el conmutador (3) de RF de una manera tal que la primera señal (I1) de entrada se procesa siempre en el primer receptor (91) digital, que la segunda señal (I2) de entrada se procesa siempre en el segundo receptor (92) digital, y que la n-ésima señal (IN) de entrada se procesa siempre en el n-ésimo receptor (9N) digital; (h) filtrar dicho número recombinado de señales digitales en una pluralidad de filtros (101, 102,... 10N) paso bajo y (i) conseguir un promediado de señal de vector que garantice la correlación de la relación de amplitud y fase entre las señales (I1, I2, ... IN) de entrada con las señales (O1, O2, ... ON) de salida mediante dicho filtrado de cada señal desde dicha pluralidad de receptores digitales en dicha pluralidad de filtros paso bajo por lo que se elige el ancho de banda de dichos filtros paso bajo de modo que es esencialmente inferior a la frecuencia de conmutación de dichos conmutadores (3, 8)

Método y dispositivo para la medición precisa de la dependencia de la amplitud y la fase de una pluralidad de señales de alta frecuencia.

La presente invención se refiere a un método para la medición precisa de la dependencia de la amplitud y la fase de una pluralidad de señales de alta frecuencia, preferiblemente en el acelerador 5 de sincrotrón de partículas elementales, y a un dispositivo para llevar a cabo dicho método.

Los aceleradores de sincrotrón modernos de partículas elementales, y en particular las fuentes de la luz de sincrotrón, establecen demandas muy estrictas con respecto a la precisión, la capacidad de repetición y la resolución a la hora de medir la posición de las partículas elementales aceleradas en la dirección transversal a la dirección de movimiento de las mismas. Dichas mediciones 10 deben cumplir particularmente con los requisitos de resolución submicrónica, de alta precisión que es independiente de la intensidad actual de las partículas aceleradas, de capacidad de repetición de mediciones durante un periodo de tiempo más largo, de la transmisión ininterrumpida de mediciones en tiempo real durante el funcionamiento regular del acelerador, y de la transmisión de una pluralidad de mediciones de banda ancha en serie con una frecuencia de muestreo que generalmente supera un 15 millón de muestras por segundo. Dichas mediciones tienen una importancia vital en el arranque del acelerador y un diagnóstico indispensable cuando se optimiza y estudia el funcionamiento del acelerador.

Los dispositivos de medición multicanal cumplen con su función satisfactoriamente, sin embargo, comparten una desventaja común que se refleja en la variabilidad de tiempo e intermitencia 20 de funciones de transferencia de cada canal dando como resultado una limitación de la capacidad de repetición de mediciones. En el documento US 5.001.416 se da a conocer una solución que ha solucionado la capacidad de repetición requerida de la posición de órbita por medio de multiplexado por división de tiempo. El inconveniente de dicha solución radica en el ancho de banda de frecuencias estrecho del dispositivo de medición que permite sólo una corrección lenta de la órbita. Además, 25 debido a la naturaleza del multiplexado por división de tiempo dicho dispositivo dado a conocer en el documento US 5.001.416 es susceptible de una correlación no deseada de la banda de frecuencias. Todos los efectos recurrentes del acelerador de sincrotrón en el intervalo de frecuencias por encima del periodo del multiplexado por división de tiempo pueden coincidir distorsionando con ello la información acerca de la órbita real. 30

El objetivo principal de la presente invención es proporcionar un método para la medición precisa de la dependencia de la amplitud y la fase de una pluralidad de señales de alta frecuencia, preferiblemente con un acelerador de sincrotrón de partículas elementales, que no presente las desventajas de la técnica anterior.

Un objetivo adicional de la invención es proporcionar un dispositivo para llevar a cabo dicho 35 método para la medición precisa de la dependencia de la amplitud y la fase de una pluralidad de señales de alta frecuencia.

Estos objetivos se solucionan mediante el método tal como se define en la reivindicación 1 y mediante el sistema tal como se define en la reivindicación 7.

La esencia de la solución según la invención consiste en que con un único dispositivo de 40 medición y sin ningún solapamiento se consigue una resolución de 0,2 micras y una capacidad de repetición de mediciones de 1 micra hasta el límite de frecuencia inferior de unos pocos kHz. Simultáneamente, es posible observar los efectos en el intervalo de frecuencias de varios MHz, siendo la resolución un grado inferior.

Un método para la medición precisa de la dependencia de la amplitud y la fase de una 45 pluralidad de señales de alta frecuencia comprende una conexión cíclica por medio de un conmutador de radiofrecuencia (RF) de cada una de una pluralidad de señales de entrada producidas acelerando electrodos dispuestos simétricamente por ejemplo en un tubo evacuado del acelerador de sincrotrón de partículas elementales con cada una de una pluralidad de unidades de procesamiento de RF. En este caso, la conexión cíclica es secuencialmente independiente hasta que cada entrada de RF se 50 asocie con cada una de la pluralidad de unidades de procesamiento de RF dentro de ranuras de tiempo de longitud idéntica. Cada señal analógica de entrada se representa de forma idéntica a lo largo del tiempo en cada unidad de procesamiento de RF. Las señales analógicas de entrada se procesan en el conmutador de RF de una manera tal que dichas señales analógicas de entrada están simultáneamente presentes en pares en una combinación arbitraria de diferentes pares de señales en la salida del conmutador de RF.

Según la invención, las secuencias del estado del conmutador de RF son cíclicas mientras que la velocidad de la rotación de conmutación es tal que las componentes de asimetría de amplificación en las señales digitales de salida se eliminan mediante filtrado usando un filtro paso 5 bajo. Las secuencias del estado del conmutador de RF según la invención pueden ser acíclicas en un intervalo de frecuencias amplio reduciendo con ello el solapamiento.

Las señales se dirigen adicionalmente desde cada unidad de RF a una pluralidad de convertidores analógico-digital (A/D). Cada una de la pluralidad de las unidades de procesamiento de RF comprende amplificación y atenuación sintonizable, respectivamente, dando como resultado, 10 debido al ajuste de todas las unidades de procesamiento de RF a una amplificación idéntica, el ajuste de un nivel de amplitud de la señal más intensa al alcance de medición de cada convertidor A/D.

La señal de salida de cada convertidor A/D se dirige a un corrector de amplificación que corrige el valor de la señal de entrada digitalizada según las instrucciones de un sistema para la identificación de diferencias entre amplificaciones de cada unidad de RF por medio de un convertidor 15 A/D inherente. La señal que sale de cada corrector se transmite a un conmutador digital por medio del que se lleva a cabo una recombinación de señales. Dicho conmutador digital se sincroniza con el conmutador de RF de una manera tal que la primera señal de entrada se procesa siempre en el primer receptor digital, que la segunda señal de entrada se procesa siempre en el segundo receptor digital, y que la N-ésima señal de entrada se procesa siempre en el N-ésimo receptor digital. Cada 20 señal de una pluralidad de receptores digitales se filtra además en una pluralidad de filtros paso bajo, habiéndose elegido el ancho de banda de los mismos de modo que es esencialmente inferior a la frecuencia de conmutación de los conmutadores. Con ello se consigue un promediado de señal de vector desde la parte analógica que garantiza la correlación de la relación de amplitud y fase entre las señales de entrada con las señales de salida de una manera: 25

donde

y donde:

I1 ... IN es la señal de entrada, 30

O1 ... ON es la señal de salida,

N es el número de señales medidas individualmente,

G, G1 ... GN es la función de transferencia de la unidad de proceso de RF y el convertidor A/D.

Las señales digitales en la salida de los correctores de amplificación se corrigen por medio 35 de señales de corrección de un ecualizador de amplificación. Las señales de corrección se obtienen a partir del ecualizador de amplificación de una manera tal que señales digitalizadas se conducen directamente detrás del corrector de amplificación a través de un receptor digital a un filtro paso bajo, y después se tratan por medio de un circuito que compara estas señales entre sí y, con el fin de ajustar mutuamente señales que salen del convertidor A/D y entran en el corrector de amplificación, 40 crea señales de corrección que se conducen de vuelta al corrector de amplificación.

Una de las características de la presente invención se muestra también por el hecho de que cada señal digital individual se amplifica por la cantidad de una amplificación promedio de todas las unidades de procesamiento de RF.

El dispositivo para llevar a cabo el método según la invención se entenderá mejor a partir de 45 la descripción detallada dada a continuación en el presente documento y los dibujos adjuntos, en los que

1. Método para la medición precisa de la dependencia de la amplitud y la fase de una pluralidad de señales (I1, I2, ... IN) de alta frecuencia obtenidas acelerando electrodos (21, 22, ... 2N), caracterizado porque dicho método comprende las siguientes etapas:

(a) dirigir de forma alternante por medio de un conmutador (3) de radiofrecuencia (RF) cada 5 una de una pluralidad de señales (I1, I2, ... IN) de entrada analógicas a cada una de una pluralidad de unidades (41, 42, ... 4N) de procesamiento de RF;

(b) amplificar dichas señales de entrada analógicas en dichas unidades de procesamiento de RF con el fin de ajustar dichas señales analógicas al intervalo de medición de una pluralidad de convertidores analógico-digital (A/D) (51, 52, ... 5N); 10

(c) dirigir dichas señales de entrada analógicas amplificadas a dicha pluralidad de convertidores analógico-digital (A/D) y convertir dichas señales analógicas amplificadas en señales digitales;

(d) dirigir dichas señales digitales a una pluralidad de correctores (61, 62, ... 6N) de amplificación; 15

(e) corregir dichas señales digitales por medio de señales de corrección desde un ecualizador (7) de amplificación;

(f) recopilar dichas señales digitales que salen de dichos correctores en un conmutador (8) digital y dirigir un número recombinado ordenado de dichas señales digitales a una pluralidad de receptores (91, 92,... 9N) digitales; 20

(g) sincronizar dicho reloj (8) digital con el conmutador (3) de RF de una manera tal que la primera señal (I1) de entrada se procesa siempre en el primer receptor (91) digital, que la segunda señal (I2) de entrada se procesa siempre en el segundo receptor (92) digital, y que la n-ésima señal (IN) de entrada se procesa siempre en el n-ésimo receptor (9N) digital;

(h) filtrar dicho número recombinado de señales digitales en una pluralidad de filtros (101, 25 102,... 10N) paso bajo y

(i) conseguir un promediado de señal de vector que garantice la correlación de la relación de amplitud y fase entre las señales (I1, I2, ... IN) de entrada con las señales (O1, O2, ... ON) de salida mediante dicho filtrado de cada señal desde dicha pluralidad de receptores digitales en dicha pluralidad de filtros paso bajo por lo que se elige el ancho de banda de dichos filtros 30 paso bajo de modo que es esencialmente inferior a la frecuencia de conmutación de dichos conmutadores (3, 8).

2. Método según la reivindicación 1, caracterizado porque cada una de dichas señales de entrada analógicas se representa de manera uniforme a lo largo del tiempo en cada una de dichas unidades de procesamiento de RF, y porque dichas señales analógicas de entrada se 35 procesan en dicho conmutador de RF de una manera tal que dichas señales analógicas de entrada pueden estar simultáneamente presentes en una combinación arbitraria de diferentes pares de señales en la salida de dicho conmutador de RF.

3. Método según la reivindicación 1, caracterizado porque se obtienen señales de corrección desde el ecualizador (7) de amplificación de una manera tal que dichas señales digitalizadas 40 se conducen directamente detrás de dichos correctores de amplificación a través del segundo conjunto de receptores (111, 112, ... 11N) digitales al segundo conjunto de filtros (121, 122, ... 12N) paso bajo en el que se tratan por medio de un circuito que compara mutuamente dichas señales, y con el fin de ajustar mutuamente señales que abandonan el convertidor (51, 52, ... 5N) analógico-digital (A/D) y entran en el corrector (61, 62, ... 6N) de 45 amplificación crea señales de corrección que se dirigen de vuelta a dicho corrector de amplificación.

4. Método según la reivindicación 1, caracterizado porque una secuencia de estados de dicho conmutador (3) de RF es cíclica mientras que la velocidad de rotación de conmutación es tal que las componentes de asimetría de amplificación en dichas señales digitales de salida se 50 eliminan por medio de filtrado con el filtro (101, 102,... 10N) paso bajo.

5. Método según la reivindicación 1, caracterizado porque una secuencia de estados del conmutador (3) de RF es acíclica en un intervalo de frecuencias amplio por lo que se reduce el solapamiento.

6. Método según la reivindicación 1, caracterizado porque cada señal digital se amplifica mediante una amplificación promedio de todas las unidades (41, 42, ... 4N) de procesamiento 5 de RF.

7. Dispositivo para la medición precisa de la dependencia de la amplitud y la fase de una pluralidad de señales de alta frecuencia, caracterizado porque comprende

(a) un conmutador (3) de radiofrecuencia (RF) que se adapta para la conexión cíclica de cada una de una pluralidad de dichas señales de entrada con cada una de dicha pluralidad 10 de unidades de procesamiento de RF, una pluralidad de señales (I1, I2, ... IN) de entrada procedentes de electrodos (21, 22, ... 2N) de aceleración que se disponen simétricamente en un tubo (1) evacuado que se dirige a una entrada de dicho conmutador (3) de RF;

(b) una pluralidad de unidades (41, 42, ... 4N) de procesamiento de RF conectadas cada una en serie a una salida respectiva de dicho conmutador (3) de RF; 15

(c) una pluralidad de convertidores (51, 52, ... 5N) analógico-digital (A/D) conectados cada uno en serie a una correspondiente de dicha pluralidad de unidades (41, 42, ... 4N) de procesamiento de RF;

(d) una pluralidad de correctores (61, 62, ... 6N) de amplificación conectados cada uno en serie a una correspondiente de dicha pluralidad de convertidores (51, 52, ... 5N) analógico-20 digital;

(e) un conmutador (8) digital, estando conectada en serie a un lado de entrada del mismo dicha pluralidad de correctores (61, 62, ... 6N) de amplificación y estando conectada a un lado de salida del mismo una pluralidad de receptores (91, 92, ... 9N) digitales, estando dicho conmutador (8) digital sincronizado con el conmutador (3) de RF de una manera tal que la 25 primera señal (I1) de entrada se procesa siempre en el primer receptor (91) digital, que la segunda señal (I2) de entrada se procesa siempre en el segundo receptor (92) digital, y que la N-ésima señal (IN) de entrada se procesa siempre en el N-ésimo receptor (9N) digital;

(f) una pluralidad de filtros (101, 102, ... 10N) paso bajo conectados cada uno en serie a una correspondiente de dicha pluralidad de receptores (91, 92, ... 9N) digitales, un número 30 respectivo de señales (O1, O2, ... ON) de salida para la evaluación adicional resultante de dicha pluralidad de filtros paso bajo, siendo el ancho de banda de dichos filtros paso bajo esencialmente inferior a la frecuencia de conmutación de los conmutadores (3, 8); y

(g) un sistema (7) para la identificación y ecualización de diferencias entre la amplificación de cada una de dicha pluralidad de unidades (41, 42, ... 4N) de procesamiento de RF con uno 35 respectivo de dicha pluralidad de convertidores (51, 52, ... 5N) analógico-digital (A/D), en el que una pluralidad de entradas del sistema (7) se conectan con la ubicación de cada transición desde el corrector (61, 62,... 6N) de amplificación al conmutador (8) digital y en el que una pluralidad de salidas del sistema (7) se conectan a dicha pluralidad de correctores (61, 62, ... 6N) de amplificación. 40

8. Dispositivo según la reivindicación 7, caracterizado porque el conmutador (3) de RF consiste en una pluralidad de conmutadores (TS1, TS2, ... TSN) idénticos en el que primeras señales (I1, I3) de entrada se transmiten a entradas (a, c) de un primer conmutador (TS1) y en el que segundas señales (I2, I4) de entrada se transmiten a entradas (a, c) de un segundo conmutador (TS2) mientras que otros conmutadores (TS3, TS4) se mantienen libres; en el que 45 cada salida (b, d) de dichos conmutadores (TS1, TS2) primero y segundo se conecta a una entrada (a, c) de dichos otros conmutadores (TS3, TS4); y en el que cada salida (b, d) de dichos otros conmutadores (TS3, TS4) se conecta a una respectiva de dicha pluralidad de unidades (41, 42, ... 4N) de procesamiento de RF.

9. Dispositivo según la reivindicación 7, caracterizado porque cada conmutador (TS1, TS2, ... 50 TSN) de RF puede adoptar dos estados diferentes en el que en un primer estado se habilita un cruce de señales sobre primeras trayectorias (a-b; c-d) mientras que se cierran otras trayectorias; en el que en un segundo estado se habilita un cruce de señales sobre la segunda trayectoria (a-d; b-c) mientras que se cierran otras trayectorias; y en el que se cierran siempre terceras trayectorias (b-d; a-c).

10. Dispositivo según la reivindicación 7, caracterizado porque el sistema (7) para la identificación y ecualización de diferencias entre amplificaciones de unidades (41, 42,... 4N) de procesamiento de RF individuales con el convertidor (51, 52, ... 5N) analógico-digital (A/D) 5 respectivo comprende una pluralidad de receptores (111, 112, ... 11N) digitales de ecualizador paralelos, estando cada entrada de los mismos conectada a la ubicación de cada transición desde dicho receptor (91, 92, ... 9N) digital a dicho filtro (101, 102, ... 10N) paso bajo correspondiente y estando conectada en serie a una pluralidad de filtros (121, 122, ... 12N) paso bajo de ecualizador, estando conectadas en serie las salidas de dicho filtro paso bajo 10 de ecualizador a un ecualizador (13) de amplificación y estando conectadas las salidas del mismo a cada corrector (61, 62, ... 6N) de amplificación correspondiente.