Controlador de inversor que comprende:

un circuito principal del inversor (2) que suministra una energía a una carga trifásica,

y

una unidad de mando por modulación por ancho de pulso (5) que envía una orden de conmutación al circuito principal del inversor (2),

en el que la unidad de mando por modulación por ancho de pulso (5) incluyeuna unidad de selección del modo de modulación (10) que selecciona una señal de modo de modulaciónbifásica óptima para la modulación

y una orden de selección de modo sincrónico de la onda portadora basada en la información sobre un valorde orden de tensión para aplicar una tensión a la carga trifásica,

una unidad generadora de ondas de modulación (11) que genera una onda de modulación como un valor deorden de tensión al circuito principal del inversor (2) en respuesta a la señal de modo de modulaciónbifásica,

una unidad generadora de ondas portadoras (12) que genera una onda portadora que se convierte en unareferencia para la orden de conmutación en respuesta a la orden de selección del modo sincrónico de laonda portadora, y

una unidad de comparación (13) que compara la onda de modulación y la onda portadora y determina unpatrón de conmutación basado en un resultado de la comparación, y

en un modo de modulación bifásica en el cual se desactiva la conmutación de cualquiera de las tres fasesque configuran el circuito principal del inversor (2), la unidad de mando por modulación por ancho de pulso(5) controla a la unidad generadora de ondas portadoras (12) de tal manera que se ajuste una frecuencia deonda portadora, que es una frecuencia de la onda portadora, a un múltiplo de número entero de unafrecuencia de onda de modulación, que es una frecuencia de la onda de modulación.

Controlador de Inversor

CAMPO TÉCNICO

La presente invención se refiere a un controlador de inversor que controla un inversor que acciona un sistema trifásico de CA, tal como un motor eléctrico.

TÉCNICA ANTERIOR

En un circuito principal de inversor proporcionado en un inversor, que está configurado por una unidad de dispositivos semiconductores conectados en puente, se genera una péráJda por conmutación en la unidad de dispositivos semiconductores debido al control por conmutación mediante una modulación por ancho de pulso (PWM) . Para evitar que el dispositivo semiconductor se averíe por el calor resultante de la pérdida, se dispone un refrigerador como una aleta radiante o un ventilador en el circuito principal del inversor. En vistas a reducir el tamano para mejorar el valor de un producto inversor se requiere reducir de tamano el refrigerador. Sin embargo, para lograr la reducción del tamaño se necesita primero reducir la pérdida por conmutación.

Los ejemplos de procedimientos de control convencionales para disminuir una pérdida por conmutación incluyen las siguientes técnicas.

(1) Disminuir una frecuencia de onda portadora (frecuencia de conmutación)

(2) Mejorar una técnica de modulación

La técnica (1) tiene problemas tales como que cuando la frecuencia de onda portadora se reduce demasiado, la precisión de la modulación se degrada y aumenta el nivel de ruido, y por lo tanto la reducción tiene un límite.

Mientras tanto, los ejemplos de la técnica (2) incluyen sistemas de modulación bifásica descritos por el Documento de patente 1 y la literatura no patente 1 que aparecen abajo. B sistema de modulación bifásica se caracteriza porque en un control por conmutación de las fases U, V y W, una de estas fases no es controlada por conmutación, pero las otras dos fases sólo son controladas por conmutación para generar una onda de modulación requerida.

La Literatura no patente 1 muestra una forma de onda de operación de un sistema de PWM de control por tensión linea a linea, que es una técnica de los sistemas de modulación bifásica (véase la fig. 6.3.24 en la Literatura no patente 1) . El sistema de PWM de control por tensión linea a linea utiliza el hecho de que, cuando se usa un dispositivo trifásico de CA como carga, hay flexibilidad en la selección de una tensión de fase si se puede mantener la tensión de línea a linea. Hay varias ondas de modulación generadas por este sistema.

Por ejemplo, la fig. 6.3.24 de la Literatura no patente 1 representa una forma de onda de modulación generada por la disposición de un periodo de permanencia de conmutación de 1/3 de ciclo para cada una de las fases U, V y W a su vez, mientras que las otras dos fases son controladas por conmutación en el período de permanencia.

Según la forma de onda de modulación mostrada en la Literatura no patente 1, se dispone un periodo de permanencia de conmutación para cada 1/3 de ciclo (cada 120 grados) , y por lo tanto, cuando se proporciona la misma condición de onda portadora, el número de conmutaciones puede reducirse a aproximadamente 2/3 en comparación con el sistema de PWM trifásico normal. Es decir, es ventajoso que se pueda reducir la pérdida por conmutación a aproximadamente 213, y asl reducir el tamaño del refrigerador del circuito principal pudiéndose lograr la reducción del tamaño de todo el aparato.

En la forma de onda de modulación generada por el sistema de PWM de control de tensión de linea a línea, con una temporización de cada extremo de los períodos de permanencia de conmutación dispuestos por cada 120 grados, se cambian las fases en las que la conmutación es retenida. En consecuencia, se genera un punto de inflexión discontinuo en la onda de modulación de cada fase y se incrementan las conmutaciones innecesarias. Por otro lado, en la forma de onda de modulación mostrada en la literatura no patente 1, se realiza un cambio de fases en el que se retiene la conmutación con un valor mínimo o un valor máximo de la onda portadora para inhibir un aumento en las conmutaciones innecesarias.

Mientras tanto, hay varias formas de modulación bifásica, yel Documento de patente 1 muestra un ejemplo de una onda de modulación en el que se disponen periodos de permanencia de la conmutación para cada 60

S

2S

SO

grados. En comparación con el sistema en el que los periodos de permanencia se cambian durante periodos por cada 120 grados, el sistema en el que los periodos de permanencia se cambian durante períodos de cada 60 grados puede generar una onda de modulación con una simetrfa positiva y negativa, lo que produce una pérdida de equilibrio mejor en los dispositivos superiores e inferiores que configuran el circuito principal del inversor y permite diseliar un refrigerador más fácilmente.

Documento de patente 1: Solicitud de patente japonesa pública nO 2001-352790 Literatura no patente 1: Circuito de conversión de energía para semiconductor (Editor y Editorial: Instituto de Ingenieros Eléctricos de Japón, Agencia de ventas: Ohmsha) , pp 130

La patente 20041207360 A1 puede considerarse el estado de la técnica más relevante. Este documento describe un controlador de inversor que comprende un circuito principal del inversor que suministra una energía a una carga trifásica, y una unidad de mando por modulación por andlo de pulSO que envía una orden de conmutación al circuito principal del inversor, en donde la unidad de mando por modulación por ancho de pulso incluye una unidad de selección del modo de modulación que selecciona una serial de modo de modulación bifásica óptima para la modulación, una unidad generadora de ondas de modulación que genera una onda de modulación como un valor de orden de tensión al circuito principal del inversor y una unidad generadora de ondas portadoras que genera una onda portadora que se convierte en una referencia para la orden de conmutación en respuesta a la orden de selección del modo sincrónico de la onda portadora.

Otro documento relevante de la téalica es "VoItage spectra of two-phase PWM tedlniques in inverter fed AC drives-de S. Halasz et al, publicado en Industrial Electronics Proceedings, 1998. Este documento desaibe una investigación y comparación de los espectros de tensión de diferentes tipos de téalicas de PWM bifásica para inversores de tensión trifásica, y en particular, técnicas de PWM bifásica que conducen a la pérdida baja de armónicos.

Otro estado de la técnica incluye la patente japonesa JP 3103078A, así como el artículo, nA new PWM method to reduce beat phenomenon in large capacity inverters with low-switching frequency" de Y. Iwaji et al, publicado en IEEE Industrial Applications Conference Record, 1997. Estos documentos se centran en el control de la modulación PWM sincrónica yasincrónica.

DESCRIPCiÓN DE LA INVENCiÓN

PROBLEMA PARA RESOLVER POR LA INVENCiÓN

Contrariamente a la forma de onda de modulación en la que los períodos de permanencia de la conmutación se dispone para cada 60 grados como se muestra en el Documento de patente 1, se tiene en cuenta la condición que se muestra en la Literatura no patente 1, es decir, la forma de onda de modulación bajo la condición en la que el cambio de fases en las que la conmutación se retiene se realiza con un valor mínimo o máximo de la onda portadora. Con la condición del ciclo de onda de modulación y el ciclo de onda portadora, como se muestra en la Literatura no patente 1, la temporización del cambio de los periodos de permanencia de la conmutación se encuentra en un intervalo de 60 grados, y el pico de la onda portadora y el período de permanencia de la conmutación pueden sincronizarse. consiguiendo la inhibición del aumento de conmutaciones innecesarias.

Sin embargo, dependiendo de una relación entre el ciclo de onda portadora y el ciclo de onda de modulación, hay un caso en el que se genera un desequilibrio del periodo de permanencia entre las fases. Por ejemplo, cuando el ciclo de la onda portadora es suficientemente más pequeño que el ciclo de la onda de modulación, el desequilibrio es imperceptible y la influencia es pequeña. Sin embargo, cuando la frecuencia de la onda de modulación se aumenta o cuando la frecuencia de la onda portadora se reduce para disminuir aún más la pérdida por conmutación, el desequilibrio del periodo de permanencia y por lo tanto el desequilibrio de las fases en el recuento de... [Seguir leyendo]

1. Controlador de inversor que comprende:

un circuito principal del inversor (2) que suministra una energía a una carga trifásica, y una unidad de mando por modulación por ancho de pulso (5) que envía una orden de conmutación al circuito principal del inversor (2) , en el que la unidad de mando por modulación por ancho de pulso (5) incluye una unidad de selección del modo de modulación (10) que selecciona una señal de modo de modulación bifásica óptima para la modulación y una orden de selección de modo sincrónico de la onda portadora basada en la información sobre un valor de orden de tensión para aplicar una tensión a la carga trifásica, una unidad generadora de ondas de modulación (11) que genera una onda de modulación como un valor de orden de tensión al circuito principal del inversor (2) en respuesta a la señal de modo de modulación bifásica, una unidad generadora de ondas portadoras (12) que genera una onda portadora que se convierte en una referencia para la orden de conmutación en respuesta a la orden de selección del modo sincrónico de la onda portadora, y una unidad de comparación (13) que compara la onda de modulación y la onda portadora y determina un patrón de conmutación basado en un resultado de la comparación, y en un modo de modulación bifásica en el cual se desactiva la conmutación de cualquiera de las tres fases que configuran el circuito principal del inversor (2) , la unidad de mando por modulación por ancho de pulso (5) controla a la unidad generadora de ondas portadoras (12) de tal manera que se ajuste una frecuencia de onda portadora, que es una frecuencia de la onda portadora, a un múltiplo de número entero de una frecuencia de onda de modulación, que es una frecuencia de la onda de modulación.

2. Controlador de inversor, según la reivindicación 1, en el que la unidad generadora de onda portadora (12) realiza una conmutación de un modo sincrónico de onda portadora basada en la información sobre el valor de orden de tensión y la orden de selección del modo sincrónico de la onda portadora, y emite una senal de temporización del pico de la onda portadora a la unidad generadora de ondas de modulación (11) .

3. Controlador de inversor, según la reivindicación 2, en el que la unidad generadora de ondas de modulación (11) genera ondas de modulación trifásica en base a la información sobre el valor de orden de tensión y la señal de temporización del pico de la onda portadora, y envía las ondas de modulación a la unidad de comparación (13) .

4. Controlador de inversor, según cualquiera de las reivindicaciones 1-3, en el que en el modo de modulación bifásica, la unidad de mando por modulación por ancho de banda (5) establece la frecuencia de la onda portadora al múltiplo de número entero de la frecuencia de la onda de modulación cuando se cumple una condición en la que la frecuencia de la onda de modulación excede un valor prestablecido.

5. Controlador de inversor, según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4, en el que el circuito principal del inversor

(2) incluye un dispositivo semiconductor como un dispositivo de conmutación, y una unidad de refrigeración que refrigera el dispositivo semiconductor, y la unidad de mando por modulación por ancho de pulso (5) establece la frecuencia de la onda portadora de tal manera que un promediO de tiempo de la frecuencia de la onda portadora por una constante de tiempo de la unidad de refrigeración no exceda un limite superior de la frecuencia de la onda portadora que se determina a partir de una capacidad de refrigeración de la unidad de refrigeración.

6. Controlador de inversor, según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, en el que la unidad de mando por modulación por ancho de pulso (5) cambia con la relación de la frecuencia de la onda portadora a la frecuencia de la onda de modulación por el tiempo de un ciclo de la onda de modulación manteniendo al mismo tiempo una condición de que la frecuencia de la onda portadora es el múltiplO de un número entero de la frecuencia de la onda de modulación.

7. Controlador de inversor, según la reivindicación 6, en el que en el modo de modulación de dos fases la unidad de mando por modulación por ancho de pulso (5) conmuta a un modo de modulación trifásica cuando la relación de la frecuencia de onda portadora a la frecuencia de onda de modulación llega a tres.

3' FIG.1 2

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...

i FUENTE DE ! 1 CIRCUITO PRINCIPAL DEL INVERSOR

ALIMENTACiÓN ¡ DECC. !

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I 11 13!

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I

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¡ DE OPERACiÓN I

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ORDEN DE AMPLITUD 1I

¡I ¡ / OMPARACIÓN i I I , I : UNIDAD DE SELEC· :

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I I ¡ CIÓN DE MODO DE !

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I MODULACiÓN :

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SE~AL DE SELECCION ORDEN DE SELECCiÓN DE MODO DE MODULACiÓN DE MODO SE'::¡AL DE TEMPORIZACiÓN BIFÁSICA SINCRÓNICO DE DEL PICO DE LA LA ONDA PORTADORA ONDA PORTADORA

FIGi2

ONDAS DE MODULACiÓN -lo VALOR DE

DE LAS FASES U, V Y W ORDEN DE

en Out av y awTENSiÓN

SEf'4AL DE TEMPORIZACIÓN DEL PICO DE LA ONDA PORTADORA

FIG.3

FIG.4

ONDAaw

PERIODO PERIODO PERIODO PERIODO PERIODO PERIODO ONDAau DE LA FASE DE

ONDA av

1 2 3 456 DE LA FASE DE ONDA MODULACiÓN W

DE LA FASE DE

MODULACiÓN U PORTADORA MODULACiÓN V

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FIG.6

FIG.7

RELACiÓN ENTRE FRECUENCIA DE ONDAMODO DECÓDIGO N° PORTADORA fe Y FRECUENCIA DEONDA PORTADORA

ONDA MODULADA finv MODO

LA ONDA PORTADORA Y LA ONDA

O

MODULADA SON ASINCRÓNICAS MODO SINCRÓNICO ASINCRÓNICO

k=fclfinv=21

DE21P MODO SINCRONICO

k=fcIfinv=18

DE 18P MODO SINCRONICO

k=fclfinv=15

DE 15P MODO SINCRÓNICO

k=fclfiiw=12

DE 12P MODO SINCRONICO

k=fc/finv=9

DE9P

FIG.8

ÁNGULO DE FASE DE ONDA PORTADORA

, I

I, •I , -

I I

, ·I•

I•

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FIG.9

(MODO SINCRÓNICO DE 9P)

(MODO SINCRÓNICO f ORDEN DE SELECCiÓN DE 12P) DE MODO SINCRÓNICO -----------'"1

DE LA ONDA PORTADORA ¡ CONDICiÓN DE PERMISO DE CAMBIO 12P~9P

•I

¡ 9 =O [grados]

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I I I I

I

I

SEÑAL DE TEMPORIZACiÓN

- -----------~~~------~--------

FIG.10

ORDEN DE (MODO SINCRÓNICO .SELECCiÓN DE MODO DE 21P) SINCRÓNICO DE ---------, (MODO ASINCRÓNICO) LA ONDA PORTADORA

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·

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SEÑAL DE TEMPORIZACiÓN DEL PICO DE 11II1 f I

1 111 114111 111 ..

...

LA ONDA PORTADORA

·

·

· .

FIG.11

(MODO SINCRóNICO 0E21P)

ORDEN DE SELECCIóN

(MODO

DE MODO SINCRóNICO ASINCRÓNICO) F CONDlCION DE ÁNGULO DE FASE DE TENSIóN 9p

DE LA ONDAPORTAOORA -----------' BAJO EL CUAL SE ALCANZA EL PICO DE LAONOAPORTAOORA CUANDO SE ASUME EL MODO SINCRóNICO DE 21P

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CAMBIA LA ONDA PORTADORA

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ASINCRÓNICO SINCRÓNICO

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FRECUENCIA DE LA ONDA DE MODULACiÓN finv [Hz]

FIG.13

ONDA cxu DE ONDA cxv DE

LA FASE DE ONDA LA FASE DE

MODULACiÓN U PORTADORA MODULACiÓN V

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300 360 420 480 640 600 660 720

FORMA DE ONDA DE MODULACiÓN Y ONDA PORTADORA fcJfinv=15

FIG.14

ONDA a.u DE ONDA a.v DE ONDA a.w DE

LA FASE DE ONDA LA FASE DE LA FASE DE

MODULACIÓN U PORTADORA MODULACIÓN V MODULACIÓN W

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- 1.2' O 60 120 180 240 300 360 420 . 480 640: 600 660 720

FORMA DE ONDA DE MODULACIÓN Y ONDA PORTADORA fclfinv=12

FIG.15

(A)

( " \

.g fclfinv=21 18 15 12 VALOR MEDIO DE ~1200 _---------, ...., ...., .. -~-_#_, --_+..."...__ILAFRECUENCIA DE LA O ONDA PORTADORA

o DE MODULACiÓN

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Z O

~

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O 400 ----------------------------~---------------~-----------

< : 3

iD 200 ------------:------------------4-----.:.

:>

o ~ o~----~------~--~--------~------~~

o 20 40 60 80 100

finv_min finv_max FRECUENCIA DE LA ONDA DE MODULACiÓN finv [Hz]

FIG.16

CONFIGURACiÓN

PORTADORA fc/finv= 15 12 9 15 15 12 Q Q 15 12 9

FIG.17

10a SEÑAL DE

SELECCION

MODULATION-MODE SELECilNG UNIT

DEL MODO DE

MODULACiÓN..

~

ORDEN DE

~21 <, , 22 <, , 23 \24

VALOR DE

FRECUENCIA DE

ORDEN DE

UNIDAD CALCULA-UNIDAD DISTRIBUI-ONDA PORTADO RA

TENSiÓN

DORA DE LA DORA DE LA

- -"-,

r-.

r+

PROPORCiÓN DE r+ FRECUENCIA DE LA TIEMPO ApOPTADA ONDA PORTADORA