RECEPTOR PARA COMUNICACIONES OPTICAS CON ECUALIZADOR NO LINEAL.

Receptor para comunicaciones ópticas con ecualizador no lineal.Esta patente representa una extensión a la patente "Receptor para comunicaciones ópticas con ecualizador no lineal" PCT/ES2006/000074 con fecha de emisión 20/02/2006 y a la original P200500415 con fecha 21/02/2005.Comprende un primer elemento de entrada de una fibra óptica

(2) por la que circula una señal portadora de información (S1), un bloque (3) detector óptico, un bloque (4) ecualizador no lineal y un bloque (5) procesador final, tal como se muestra en la figura 1.Se caracteriza por el hecho de que el bloque ecualizador no lineal eléctrico (4), además de compensar la característica no lineal cuadrática del detector óptico (3), recupera la estadística Gausiana de la señal afectada por ruido óptico aleatorio, perdida tras la foto-detección. Se pretende con ello que el receptor de comunicaciones ópticas se asemeje al receptor de comunicaciones radio

Tipo: Patente de Invención. Resumen de patente/invención. Número de Solicitud: P200803431.

Solicitante: UNIVERSITAT POLITECNICA DE CATALUNYA.

Nacionalidad solicitante: España.

Provincia: BARCELONA.

Inventor/es: JIMENEZ CONESA,ALEX, OMELLA CANCER,MIREIA, PRAT GOMA,JOSEP J.

Fecha de Solicitud: 26 de Noviembre de 2008.

Fecha de Publicación: .

Fecha de Concesión: 21 de Septiembre de 2011.

Clasificación Internacional de Patentes:

  • H04B10/18E
  • H04B10/18N

Clasificación PCT:

  • H04B10/18
  • H04B10/158
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Descripción:

Receptor para comunicaciones ópticas con ecualizador no lineal.

La presente invención se refiere a un receptor para comunicaciones ópticas que comprende un primer elemento de entrada de una fibra óptica a través de la cual circula una señal portadora de información, un bloque de detección óptica, un bloque eléctrico ecualizador no lineal, y un bloque procesador final.

Esta patente representa una extensión a la patente "Receptor para comunicaciones ópticas con ecualizador no lineal" PCT/ES2006/000074 con fecha de emisión 20/02/2006 y a la original P200500415 con fecha 21/02/2005. Ahora, se ha incorporado el efecto del ruido óptico, que provoca que la función no-lineal óptima no sea exactamente la raíz cuadrada de la foto-corriente, sino una función más general y compleja.

Antecedentes de la invención

Debido a los progresos conseguidos en los campos referentes a los rayos láser y a la fibra óptica, es posible la realización de sistemas de comunicaciones mediante fibras ópticas como canal de transmisión, que dependen fundamentalmente de las características de la luz.

Un sistema de comunicaciones por fibra óptica, en su estructura más básica, está formado por un bloque de emisión, llamado emisor o transmisor óptico, que tiene la función de transformar la información en forma de señal eléctrica en información en forma de luz; un canal de transmisión de dicha luz, que es la fibra óptica; y un bloque de recepción, que tiene la función de transformar la información óptica recibida en información en forma de señal eléctrica, que recibe el nombre de receptor óptico. Es importante destacar que el emisor contiene la fuente de luz, que puede ser, por ejemplo, un diodo láser o un diodo emisor de luz (LED), mientras que el receptor óptico contiene un detector óptico, que puede ser, por ejemplo, un fotodiodo (PIN o APD) o un fototransistor. Dicho emisor y receptor ópticos comprenden conectores que les permiten acoplarse a la fibra óptica.

Son conocidos en el campo de los receptores ópticos los receptores ópticos de detección directa, que son los habituales, y los receptores ópticos de detección homodina o heterodina.

La arquitectura de los receptores ópticos de detección directa se basa principalmente en un fotodetector y unos circuitos de amplificación y de procesado de la señal. Así pues, el receptor convierte una señal óptica en una señal eléctrica cuya corriente y tensión son proporcionales a la potencia óptica incidente, que es posteriormente procesada.

La transmisión o propagación de la señal óptica a lo largo del canal de fibra óptica, entre el transmisor óptico y el receptor, puede presentar problemas de distorsiones lineales y no lineales, así como ruidos e interferencias. Entre las distorsiones lineales está la dispersión cromática, que degrada la señal detectada debido a que unas longitudes de onda viajan más rápidamente que otras, ensanchando los pulsos digitales y, por tanto, corrompiendo la comunicación cuando la longitud del enlace de fibra y la anchura de banda superan los límites de calidad de detección requeridos, tal como se describe por ejemplo en "Fiber Optic Communication Systems" de Govind P. Agrawal, de la Editorial John Wiley & Sons.

Se han desarrollado diversos métodos de compensación y minimización de los efectos negativos de dichas distorsiones lineales, tanto mediante compensadores o ecualizadores ópticos, como, últimamente, compensadores o ecualizadores eléctricos u electrónicos en el sistema receptor óptico. Los eléctricos presentan normalmente, hasta el momento, menor poder de compensación pero tienen las ventajas de poder ser adaptativos, es decir, pueden reconfigurarse para adaptarse a distintos enlaces automáticamente o semi-automáticamente, y de poder ser menos costosos, gracias a las tecnologías de procesamiento digital de la señal, que ya puede operar a las altas velocidades de transmisión de las comunicaciones ópticas. Estos métodos se explican de forma actualizada en el amplio artículo "OFC 2004 workshop on optical and electronic mitigation of impairments", de Nielsen, T.; y Chandrasekhar, S.; en el Journal of Lightwave Technology, volumen 23, número 1, Enero 2005, páginas 131 a 142. Alguno de éstos métodos de ecualización ha sido patentado, como el "Optical transmission method and optical transmission device", referencia WO2004068747. En esta invención se compensan las distorsiones lineales del enlace óptico mediante un transformador óptico de Fourier.

El poder de compensación de las distorsiones lineales de los ecualizadores eléctricos está limitado normalmente por la característica no lineal del foto-detector del receptor óptico, anteriormente comentada, y como se explica en "Electronic equalization for advanced Modulation formats in dispersion-limited systems" de Curri, V.; Gaudino, R.; Napoli, A.; y Poggiolini, P.; publicado en el IEEE Photonics Technology Letters, volumen 16, número 11, Noviembre 2004, páginas 2556 a 2558.

Además de las distorsiones lineales originadas en el canal de fibra óptica caracterizadas por la dispersión cromática, la transmisión o propagación de la señal óptica, a lo largo del canal produce una atenuación sobre la amplitud del campo electro-magnético. Así, los amplificadores ópticos tienen la misión de amplificar la señal óptica para asegurar una calidad mínima a la entrada del receptor. Estos amplificadores ópticos introducen ruido aditivo a la portadora óptica modulada. Este ruido se acostumbra a modelar por un ruido Gaussiano (distribución estadística Gaussiana) y blanco (no hay correlación en el tiempo). En comunicaciones este tipo de canales se denominan AWGN (Additive White Gaussian Noise) y se representa con una densidad espectral de potencia de ruido plana en las longitudes de onda de interés. Finalmente, y en el caso particular de los amplificadores ópticos, este tipo de ruido se le llama ruido ASE (Amplified Spontaneous Emission). El ruido ASE es debido a la alteración aleatoria tanto de la amplitud como de la fase del campo óptico como consecuencia de la emisión espontánea de fotones más o menos con la misma energía que los fotones de la señal. Otro tipo de ruido óptico es la retro-difusión de Rayleigh, que se añade con características similares.

La característica cuadrática e intrínseca no lineal del foto-detector modifica la estadística de la señal óptica y hace que la cantidad de ruido eléctrico sea dependiente con la amplitud de la señal. Además, se añaden más contribuciones de ruido como el ruido térmico (ocasionado por el agitamiento de los electrones y dependiente de la temperatura) y el ruido shot. Así, la estadística de la señal eléctrica no tiene una expresión matemática cerrada.

En la mayoría de ocasiones se puede asumir que la contribución de ruido ASE es mucho mayor que el ruido térmico y el ruido shot. Bajo estas condiciones se puede modelar la estadística de la señal eléctrica con una distribución Chi cuadrada, tal y como se describe en "On the Bit Error Rate of Lightwave Systems with Optical Amplifiers" de Pierre A. Humblet y Murat Azizoglu, Journal of Lightwave Technology. VoL 9. no. 11. Noviembre 1991.

Descripción de la invención

Uno de los objetivos de la presente invención es solucionar al menos en parte las limitaciones ocasionadas por las distorsiones lineales, haciendo más lineal la relación entre la amplitud del campo eléctrico y la corriente eléctrica. Esto último permite que el ecualizador eléctrico pueda compensar de forma mucho más eficiente los efectos negativos de la distorsión lineal en la transmisión óptica por la fibra. El otro objetivo será recuperar la estadística Gaussiana y estacionaria (misma cantidad de ruido para cualquier nivel de señal) para el señal S3 cuando a la entrada hay ruido óptico aditivo.

El receptor para comunicaciones ópticas objeto de la presente invención se caracteriza por el hecho de que comprende un bloque ecualizador eléctrico no lineal, entre el detector óptico y el procesador final, que compensa la característica no lineal entre la envolvente del campo electro-magnético de S1 y la corriente eléctrica de S2 producida por el foto-detector (3). Dicha característica es cuadrática (envolvente del campo al cuadrado), ya que es a la vez lineal con la potencia óptica, la cual es proporcional a la envolvente del campo elevado al cuadrado (debido al fenómeno cuántico de conversión fotón por electrón que se produce en el fotodetector óptico).

En esta invención se propone la inclusión del bloque ecualizador electrónico (4) definido por una función óptima no lineal S2 a S3 con una característica inversa a la del fotodetector con varios grados de libertad de ruido presente a la entrada del receptor procedente de la amplificación óptica u otros. Es un bloque sin memoria, que no realiza funciones de filtro; proporciona una tensión de salida para cada tensión de entrada biunívocamente. Esta función óptima queda definida por la siguiente transformación matemática no lineal:

[1]S3 = F-1S3 \arrowvert S1 (FS2 \arrowvert S1 (S2))

donde FS3 \arrowvert S1(•) y FS2 \arrowvert S1(•) son funciones de distribución de probabilidad condicionadas a S1 de la señal S3 y S2, respectivamente. Por otro lado, F-1 S3 \arrowvert S1(•) es la función inversa de FS3 \arrowvert S1(•). En el caso que predomine ruido óptico, la señal S2 sigue una distribución Chi cuadrada. Evidentemente, la señal S3 sigue una distribución Gaussiana. Las expresiones matemáticas de las distribuciones Chi cuadrada y Gaussiana se pueden encontrar en "Digital Communications" de John G. Proakis, McGraw Hill, 4th Edition, pág. 39-45. También, una aproximación de la función F-1} S3 \arrowvert S1(•) se Puede consultar en "Handbook of Mathematical Functions" de M. Abramowitz y I.A. Stegun, Washington United States Department of Commerce. National Bureau, pág. 933. En valores de ruido muy bajos, la función óptima coincide con la raíz cuadrada de la invención anterior.

Debido al procedimiento matemático que se ha seguido, la función óptima depende de parámetros del canal óptico (ruido óptico y número de modos espectrales) y de la energía de la señal (relación señal a ruido óptica). Por lo tanto, la ecualización óptima se consigue mediante una calibración adecuada.

Una solución aproximada más simple de la función S2-S3 anterior general, y con un error pequeño de la transformación no lineal anterior es la siguiente:

[2]S3 = α 0 + α 1 • \sqrt{S2 - α 2 • \frac{1}{(S2)1/n}

donde las constantes {α012} y n se calculan mediante un algoritmo de mínimos cuadrados.

Para casos diversos, la calibración de dicho bloque no lineal se puede hacer mediante un método de estimación de parámetros de canal. Estos métodos se clasifican en paramétricos y no paramétricos. Entre los métodos paramétricos podemos resaltar el método de los momentos (MoM, en sus siglas en inglés) y entre los no paramétricos está el método del histograma.

Los pasos a seguir para la calibración de la función [1] son:

1. Medir la relación espectral entre los anchos de banda de los filtros ópticos y eléctricos ubicados en el receptor.

2. Estimar la desviación estándar del ruido óptico con alguno de los métodos anteriormente citados.

3. Medir la relación señal a ruido óptica, por ejemplo mediante un analizador de espectros óptico.

4. Aplicar las mediciones anteriores a la transformación [1] obteniendo la función del bloque no lineal (4).

Siendo la función teóricamente ideal, la implementación práctica del bloque puede hacerse con un circuito eléctrico o electrónico donde éstas no sean normalmente ideales o exactas, sino que se intenten aproximar con suficiente precisión. También, según se consideren diversos tipos de ruido, la función puede variar en un cierto margen según la ecuación [1].

La inclusión de este bloque ecualizador no lineal en el receptor óptico a la salida del bloque fotodetector es la característica que permite aprovechar plenamente las ventajas del sistema de ecualización electrónica de las distorsiones lineales de la transmisión, la cual se realiza en el bloque procesador final (5) y que utiliza los algoritmos de procesado de la señal, tanto analógico como digital. Entre ellos están los filtros transversales lineales, la ecualización "feed-forward", la ecualización "decision-feedback", los "máximum likelihood sequence estimators" o combinaciones entre ellos. Se componen comúnmente de varias etapas similares con retardos y con multiplicadores por coeficientes o pesos configurables.

Estos algoritmos permiten teóricamente compensar cualquier distorsión lineal y, por tanto, eliminar sus efectos negativos. La característica no lineal característica del fotodetector convierte una distorsión lineal en no lineal. La presente invención trata de solucionar esto último.

La investigación realizada del sistema receptor óptico objeto de la presente invención corrobora esta ventaja. Con la misma se obtiene un aumento de la longitud máxima permitida del enlace de fibra óptica en un factor superior a dos, respecto a la no utilización del ecualizador no lineal (4), para una misma calidad final de la comunicación de información desde la entrada del transmisor óptico y la salida del receptor óptico. La inclusión de este bloque (4) en el receptor opto-eléctrico constituye la principal novedad de la presente invención.

El bloque procesador eléctrico final (5) realiza un procesado, que puede ser muy diverso, con la función de optimizar la calidad de la señal a la salida del receptor adaptándose a las características del canal de transmisión y compensando sus perturbaciones o inconvenientes en lo posible. Incorpora, al contrario que el bloque (4), elementos de filtrado o memoria eléctrica ya sea analógica o digital. Este bloque puede ser muy diverso dependiendo de la aplicación y la complejidad, tal como se referencia en la literatura. Habitualmente este bloque es de tipo lineal, pero también existen versiones más sofisticadas que no son lineales y que demuestran un buen comportamiento en el sistema. Dicho bloque procesador final (5) no constituye el elemento esencial de novedad de la invención, y puede ser cualquiera de los tipos de ecualizadores, filtros o decisores adaptativos que existen en la literatura. Los más comunes son del tipo analógico, del tipo "Feed-forward equalizer" (FFE), del tipo "Decision-Feedback Equalizer" (DFE) o del tipo "Máximum Likelihood Sequence Estimation" (MLSE). Pueden ser procesadores lineales o no lineales, analógicos o digitales, incluyendo decodificadores "hardware" o "software", iterativos o no, como con códigos "Reed-Salomon", convolucionales, turbo o de control de paridad de baja densidad (LDPC), con técnicas de estimación de secuencias de máxima similitud, secuencial o iterativas con algoritmos de Viterbi o BCJR, y realizando o no funciones de decisión, posiblemente con un umbral adaptativo. También puede constar de combinaciones entre ellos, y puede incluir un filtro analógico paso-bajo fijo.

Ventajosamente, el sistema receptor óptico comprende también un elemento de decisión o regenerador, el cual es necesario para extraer la información contenida en la señal (S4) obtenida en la salida del bloque procesador (5), y convertirla a un formato digital de datos, habitualmente binario. Este elemento está habitualmente incluido en el bloque (5).

Ventajosamente, el receptor óptico puede utilizar también elementos amplificadores entre los bloques individuales indicados, y a su entrada y salida, para aumentar el nivel de señal, que ha sido atenuado durante la propagación por la fibra óptica. También puede utilizar conectores, cables y demás elementos de interconexión o adaptación de las señales ópticas o eléctricas.

Alternativamente, el canal de comunicación puede ser, en lugar de la fibra óptica, el propio aire o el vacío, de las llamadas "Free Space Optics".

Breve descripción de los dibujos

Para mayor comprensión de cuanto se ha expuesto se acompaña de dibujos, los cuales:

La figura 1 es un diagrama de bloques del receptor para comunicaciones ópticas de acuerdo con una realización de la invención.

La figura 2 representa los diagramas de ojo antes y después del bloque no lineal, es decir de las señales S2 y S3 respectivamente. Se puede observar que este tipo de ecualización retorna la linealidad, así como la gaussianidad, a la señal S3.

La figura 3 representa una implementación basada en transistores HEMT que puede ser implementado con tecnología MMIC del bloque no lineal sin memoria encargado de realizar la función óptima resultante de incluir la estadística de ruido óptico aleatorio.

La figura 4 representa una implementación basada en diodos Schottky, el cual puede ser implementado en tecnología MMIC, del bloque no lineal sin memoria encargado de realizar la función óptima resultante de incluir la estadística de ruido óptico aleatorio.

La figura 5 muestra la relación de cuantificación analógica a digital no uniforme, dónde los diferentes niveles de la señal de entrada se han espaciado siguiendo la ley dada por la función óptima para unos valores de ruido y OSNR determinados.

Descripción de realizaciones preferidas

Como se puede ver en la figura 1, el receptor para comunicaciones ópticas 1 comprende principalmente un primer elemento de entrada de una fibra óptica 2 por la que circula una señal portadora de información S1, un bloque 3 detector óptico, un bloque 4 ecualizador no lineal y un bloque 5 procesador final.

Así, la señal óptica portadora de información S1 que circula por la fibra óptica 2 proveniente del transmisor óptico remoto (no mostrado), es introducida en el bloque detector óptico o fotodetector 3, que a su vez genera una señal eléctrica S2 que se introduce en el bloque ecualizador no lineal 4. Este último genera, a partir de S2, la señal S3, la cual es posteriormente ecualizada y filtrada linealmente por el bloque procesador final 5, que genera la señal de salida S4.

El objeto principal de esta invención es la inclusión del bloque ecualizador no lineal 4, que produce una señal a su salida S3 proporcional a la amplitud de la señal de información de entrada al receptor S1. Además, dicho bloque permite recuperar la estadística Gaussiana a la señal S3 y que ya presentaba S1 (vease figura 2).

Esta invención incluye del bloque ecualizador no lineal 4, que produce una señal a su salida S3 proporcional a la raíz cuadrada de su señal de entrada S2.

La realización de este bloque puede ser diversa, siendo lo fundamental la relación entrada-salida no lineal descrita que debe aproximar.

Una realización preferida se basa en un circuito electrónico que utilice un dispositivo semiconductor no lineal (o varios). No es necesario que la función no lineal se implemente totalmente, sino que es suficiente que se aproxime en el margen de variación de la señal de entrada S2.

El dispositivo semiconductor no lineal puede tratarse, preferiblemente, de un transistor de efecto campo (tipo FET, JFET, MOSFET, MESFET o HEMT) que presentan una relación de tipo cuadrático entre la tensión de entrada (entre puerta y surtidor, habitualmente) y la corriente de salida (en drenador y surtidor, habitualmente). Sin embargo, si se invierte su funcionamiento, o sea, el transistor se realimenta y se excita en corriente, con una fuente de corriente controlada por S2, y se mide la tensión producida S3, se puede obtener la función no lineal deseada. En la figura 3 se muestra una implementación realizada con 4 pares de transistores P-HEMT en cascada con la señal de entrada conectada a la entrada Gate a través de una resistencia y una alimentación (Bias). Es un circuito integrado de microondas (MMIC) con sustrato de Arseniuro de Galio (GaAs) de 0.2 micrómetros.

Otra posible implementación preferida se basa en un diodo semiconductor tipo Schottky. Si se excita en corriente, con una fuente de corriente, y se mide la tensión en bornes, se obtiene una relación entrada-salida de tipo logarítmico, que puede aproximarse a la función raíz cuadrada en un margen útil, eligiendo apropiadamente las resistencias de adaptación y la corriente de polarización. En la figura 4 se muestra un diseño con varios diodos enlazados con sendas resistencias y polarizados con tensiones variables para ajustarse a la función óptima no lineal.

Ventajosamente, este bloque no lineal se integra con el fotodetector y/o el preamplificador y/o el bloque procesador final (5), para reducir coste y elementos.

Otras posibles implementaciones pueden ser digitales, con una operación o una tabla de datos, o realizar una aproximación de la función por tramos o combinando diversas funciones lineales y no lineales para aproximar la función ideal. También pueden utilizarse para ello otros dispositivos semiconductores como el transistor bipolar (BJT) u otros.

En sistemas digitales, también puede implementarse la función no lineal en el mismo conversor analógico-digital donde los niveles de cuantificación o comparación no estén equi-espaciados sino espaciados consecuentemente según la inversa de la función anterior [1] o [2], según se muestra en la figura 5.


 


Reivindicaciones:

1. Receptor (1) para comunicaciones ópticas que comprende un primer elemento de entrada de una fibra óptica (2) a través de la cual circula una señal portadora de información (S1), un bloque receptor óptico (1), un bloque ecualizador no lineal (4), conectado entre la salida del bloque detector óptico (3) y la entrada del bloque procesador final (5), que compensa la característica no lineal cuadrática del detector óptico (3), consiguiéndose de este modo que el conjunto de los dos bloques (3 y 4) presenten una característica lineal entre la envolvente de campo eléctrico de la señal óptica portadora de información (S1) en la fibra óptica (2) y la señal eléctrica (S3), y que, de este modo, el bloque procesador final (5) puede compensar, de forma más efectiva, las distorsiones lineales que sufre la señal óptica en la transmisión por la fibra óptica caracterizado por el hecho de que el bloque ecualizador no lineal (4) presenta una relación entrada-salida determinada por la transformación no lineal entre las funciones de distribución de probabilidad de las señales S2 y S3, que transforma la estadística de la señal fotodetectada en gaussiana o la aproxima, definida por la expresión matemática siguiente:

S3 = F-1S3 \arrowvert S1 (FS2 \arrowvert S1 (S2))

donde FS3 \arrowvert S1(•) y FS2 \arrowvert S1(•) son las funciones de distribución de probabilidad condicionadas a S1 de la señal S3 y S2, respectivamente.

2. Receptor (1) según la reivindicación 1, caracterizado por el hecho de que el bloque ecualizador no lineal (4) presenta una relación aproximada entre la entrada S2 y la salida S3 determinada por la aproximación matemática:

S3 = α 0 + α 1 • \sqrt{S2} - α 2 • \frac{1}{(S2)1/n}

donde {α012} y n son constantes y se calculan mediante un algoritmo de mínimos cuadrados.

3. Receptor (1) según reivindicación 1 o 2, caracterizado por el hecho que comprende, al menos, un amplificador al lado del receptor, o entre sus bloques constitutivos (3, 4, 5), para aumentar el nivel de la señal, que se ha atenuado en la transmisión por la fibra óptica.

4. Receptor (1) según cualquiera de las reivindicaciones anteriores caracterizado por el hecho de que el bloque ecualizador no lineal (4) se basa en un conversor analógico digital cuyos niveles de cuantificación presentan el espaciado según las funciones inversas expresadas en las reivindicaciones 1 o 2 para implementar la función del bloque ecualizador (4).

5. Receptor (1) según cualquiera de las reivindicaciones anteriores caracterizado por el hecho de que el bloque no lineal (4) se integra con el fotodetector (3) y/o el preamplificador y/o el bloque procesador final (5), para reducir coste y elementos.

6. Receptor (1) según cualquiera de las reivindicaciones 1, 2 y 3 caracterizado por el hecho de que el bloque ecualizador no lineal (4) se basa en un circuito electrónico o eléctrico que utiliza un dispositivo semiconductor no lineal.

7. Receptor (1) según la reivindicación 6 caracterizado por el hecho de que el dispositivo semiconductor es del tipo transistor de efecto campo (FET, JFET, MOSFET, MESFET o HEMT).

8. Receptor (1) según la reivindicación 6 caracterizado por el hecho de que el dispositivo semiconductor es un diodo.

9. Receptor (1) según la reivindicación 6 caracterizado por el hecho de que el ecualizador no lineal se implementa a partir de la aproximación de la función por tramos o combinando diversas funciones lineales y no lineales para aproximar la función ideal, realizadas con dispositivos lineales y no lineales, ya sean analógicos o digitales, como una operación o una tabla de datos.

10. Receptor (1) según la reivindicación 9 caracterizado por el hecho de que utiliza para ello dispositivos semiconductores como el transistor bipolar (BJT) u otros.

11. Receptor (1) según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en los que se utiliza conectores, cables y demás elementos de interconexión o adaptación de las señales ópticas o eléctricas antes, después o dentro de los bloques constitutivos del receptor.

12. Receptor (1) según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, donde el canal de comunicación puede ser el propio aire o el vacío.

13. Receptor (1) según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que la señal óptica recibida S1 contiene una porción o vestigio de luz sin modular, para facilitar la realización práctica del receptor (1).

14. Receptor (1) según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el bloque procesador final (5) es básicamente lineal.

15. Receptor (1) según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el bloque procesador final (5) es del tipo "Máximum Likelihood Sequence Estimation" (MLSE) o, en general, de cualquiera de los tipos conocidos de dispositivos decisores adaptativos que operan con símbolos recibidos aislados o en secuencia.

16. Receptor (1) según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el bloque procesador final (5) es del tipo "Decision-Feedback Equalizer" (DFE) o, en general, de cualquiera de los tipos conocidos de ecualizadores que se optimizan para obtener la mejor calidad de la señal a la salida del sistema.

17. Receptor (1) según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el bloque procesador final (5) está realizado a partir de una combinación de varios de los tipos conocidos de ecualizadores, filtros, decisores adaptativos o procesadores lineales o no lineales, analógicos o digitales, incluyendo decodificadores "hardware" o "software", iterativos o no, como con códigos "Reed-Salomon", convolucionales, turbo o de control de paridad de baja densidad (LDPC), con técnicas de estimación de secuencias de máxima similitud, secuencial o iterativas con algoritmos de Viterbi o BCJR, y realizando o no funciones de decisión, posiblemente con un umbral adaptativo.